设计稳定的环路TI
开关电源环路设计与实例详解
$ "
2@)
!
第六章
反馈环路的稳定
的时刻开始的, 直到三角波结束时刻 ! ! 为止。对于这类芯片, "#$ 芯片输出晶体管导通 (驱动信号由芯片晶体管射极输出) 被触发导通, 这将使 " &’ 增大 时, %"% 型功率晶体管 时, 功率晶体管的导通时间增加。这时, 系统变成正反馈而不是负反馈。
图()*
一、 电路稳定的增益准则
电路稳定的第一个准则是: 在开环增益为 # 的频率 (通常称为剪切频率、 交越频率或 截止频率) 处, 系统所有环节的总开环相位延迟必须小于 /!01 (译者注: 作者表述和我们习 惯表述不一致。在 $*2%图中, 我们一般习惯讨论, 开环传递函数的相位裕量和幅值裕量是 。在剪 指开环传递函数幅频特性 (增益特性) 和相频特性, 不包括负反馈引起的 #301延迟) 切频率处, 总开环相位延迟小于 /!01 (在此频率处, 总开环增益为 #) 的角度, 称为相位裕 量。 为了使系统中各器件工作在最恶劣的情况下时, 仍然保持稳定, 通常的设计准则是, 使系统至少有 /41 5 641的相位裕量。
图 # $ % ( &) 开关整流 ’( 滤波器的幅频特性; ( )) 开关整流 ’( 滤波器的相频特性
图#$( 和图 # $ ( 所示是对应于不同输出阻抗 ! * 值, % &) % )) ’* (* 滤波器的幅频特性
# !
%+#
"
第六章
反馈环路的稳定
和相频特性。图中的曲线是对应于不同比率 ! ! " " # #( 和 !% " & $ # $$ %$ ) !! $ #$ " ! # %
基于tl431的控制环路设计
基于tl431的控制环路设计基于TL431的控制环路设计引言:控制环路是电子系统中常见的一种设计方法,用于实现对某个系统的控制和调节。
在电源电路设计中,基于TL431的控制环路常被应用于电压稳压器的设计中。
TL431是一种可调节精度较高的电压参考源,可以用于实现电源电压的精确调节和稳定。
本文将详细介绍基于TL431的控制环路的设计原理和步骤。
一、TL431的工作原理:TL431是一种三端可调节精密稳压器,其工作基于比较器的原理。
它内部包含一个精密的参考电压源,通过比较输入电压和参考电压的大小,控制输出端的电流来实现电压的精准调节。
当输入电压高于参考电压时,输出电流增大,使得输出电压下降;当输入电压低于参考电压时,输出电流减小,使得输出电压上升。
通过不断调节输出电流,TL431可以实现对电源电压的稳定调节。
二、基于TL431的控制环路设计步骤:1. 确定电源电压调节范围和稳定要求:根据具体应用需求,确定电源电压调节的范围和所需的稳定性。
这将为后续的控制环路设计提供基础。
2. 选择参考电压:根据电源电压调节范围和稳定要求,选择合适的参考电压。
一般情况下,参考电压取电源电压调节范围的中间值,以保证在整个范围内都能实现较好的稳定性。
3. 设计反馈网络:根据所选择的参考电压和稳定要求,设计反馈网络来确保输出电压稳定。
反馈网络一般由电阻和电容组成,可根据需要选择合适的数值。
4. 设计误差放大器:误差放大器用于放大输入电压和参考电压之间的差异,以控制TL431的输出电流。
误差放大器一般由一个比较器和一个放大器组成,可以使用运算放大器等器件实现。
5. 设计输出级:输出级一般由功率晶体管组成,用于提供足够的输出电流来驱动负载。
根据负载的电流需求,选择合适的功率晶体管,并设计合适的驱动电路。
6. 进行仿真和优化:在完成上述设计后,使用电子电路仿真软件对整个控制环路进行仿真和优化。
通过仿真可以验证电路的性能,优化参数以满足设计要求。
环路相位-开关电源稳定性设计
环路相位-开关电源稳定性设计专业技术环路相位-开关电源稳定性设计摘要:环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC)的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知,任何闭环系统在增益为单位增益l,且内部随频率变化的相移为360°时,该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。
因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统,从而能获得较好的性能。
在负反馈系统中,控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移,如果反馈众所周知,任何闭环系统在增益为单位增益l,且内部随频率变化的相移为360°时,该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。
因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统,从而能获得较好的性能。
在负反馈系统中,控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移,如果反馈的相位保持在180°以内,那么控制环路将总是稳定的。
当然,在现实中这种情况是不会存在的,由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移,如果不采用适合的环路补偿,这类相移同样会导致开关电源的不稳定。
1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。
相位裕度是指:增益降到0dB 时所对应的相位。
增益裕度是指:相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减)。
在实际设计开关电源时,只在设计反激变换器时才考虑增益裕度,设计其它变换器时,一般不使用增益裕度。
在开关电源设计中,相位裕度有两个相互独立作用:一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程;另一个作用是当元器件参数发生变化时,仍然可以保证系统稳定。
ti foc 电流环参数
ti foc 电流环参数电流环是一种常用的电子设备,用于测量和控制电流。
它的参数包括增益、带宽、频率响应等。
下面将逐一介绍这些参数。
1. 增益(Gain)增益是电流环的重要参数之一,它表示电流环对输入信号的放大倍数。
增益越大,电流环对输入信号的放大效果就越好。
增益的单位通常为分贝(dB),在实际应用中,我们可以根据需要选择合适的增益值,以满足系统的要求。
2. 带宽(Bandwidth)带宽是指电流环能够传输的信号频率范围。
在选择电流环时,我们需要考虑被测电流的频率范围,以及系统对带宽的要求。
带宽越大,电流环对高频信号的传输能力就越好。
通常,我们会选择具有足够带宽的电流环,以确保系统能够准确地测量和控制电流。
3. 频率响应(Frequency Response)频率响应描述了电流环对不同频率信号的响应能力。
它通常以图形的形式展示,横轴表示频率,纵轴表示增益。
通过观察频率响应曲线,我们可以了解电流环在不同频率下的增益情况。
频率响应可以帮助我们选择合适的电流环,以满足系统对频率响应的要求。
4. 相位裕度(Phase Margin)相位裕度是电流环的重要指标之一,它表示电流环的相位裕量。
相位裕度越大,电流环对相位延迟和相位差的容忍度就越高。
相位裕度通常以角度的形式表示,正常情况下应大于零。
相位裕度的大小直接影响到电流环的稳定性和性能。
5. 稳定性(Stability)稳定性是电流环的关键参数之一,它描述了电流环在稳态和暂态下的性能表现。
一个稳定的电流环应具有良好的抗干扰能力和快速的响应速度。
稳定性的好坏直接影响到电流环的工作效果和可靠性。
6. 噪声(Noise)噪声是电流环的常见问题之一,它来源于电源、放大器等多个因素。
噪声会影响电流环的测量和控制精度,因此需要采取一定的措施来降低噪声。
在设计和选择电流环时,我们需要考虑噪声的特性和级别,以保证系统的准确性和可靠性。
7. 温度漂移(Temperature Drift)温度漂移是电流环的另一个重要参数,它描述了电流环在不同温度下的性能变化情况。
buck电路环路参数设计
buck电路环路参数设计一、引言在电子工程中,Buck电路是一种常见的电源转换电路,广泛应用于各种电子设备中。
其工作原理是将输入电压的一部分转换成较低的输出电压。
对于Buck电路的设计,环路参数设计是其核心部分,直接影响电路的性能和稳定性。
二、环路参数设计1.电感的选择:电感是Buck电路中重要的元件,它能够抑制电流的波动,同时对交流信号进行过滤。
电感的选取需要考虑电路的工作频率、输入电压、输出电压以及负载变化等因素。
一般来说,电感值越大,电路的抗干扰能力越强,但也会增加电路的体积和重量。
因此,需要根据实际情况进行权衡。
2.电容的选择:电容在Buck电路中扮演着重要的角色,它可以滤除高频噪声,提高电路的稳定性。
电容的选取需要考虑电路的工作频率、输入电压、输出电压以及负载变化等因素。
同时,电容的耐压值也需要考虑,避免因过压损坏电容。
3.电阻的选择:电阻在Buck电路中主要用于调整输出电压和限制电流。
电阻的选取需要考虑电阻值的大小、功率以及电路的工作环境等因素。
电阻值过大,可能导致输出电压波动大,影响电路的性能;电阻值过小,可能导致电路发热严重,影响电路的稳定性。
三、设计实例假设我们设计一个用于手机电池充电的Buck电路,我们需要考虑以下环路参数:输入电压为3.7V,输出电压为3V,工作频率为1MHz,负载变化范围为5%-10%。
根据这些参数,我们可以进行以下设计:1.电感选择:根据工作频率和输入电压,我们选择电感值为5mH。
2.电容选择:由于工作频率较低,我们选择1uF的电容,并确保其耐压值能够承受输入电压和输出电压的叠加。
3.电阻选择:我们选择一个可调电阻,用于调整输出电压,使其在5%-10%的负载范围内保持稳定。
初始时,将电阻调至最大值,然后逐渐减小电阻值,直到达到最佳输出电压。
同时,为了限制电流,我们选择一个适当的限流电阻。
四、结论通过以上设计步骤和方法,我们可以成功地设计出一个性能稳定、体积轻便的Buck电路。
多环路稳定性分析
多环路稳定性分析环路稳定性分析通常开始于一个正在研究的装置的开环伯德图。
例如一个Buck或者Flyback变换器的功率部分,从这张图中,设计者可以根据频率范围的变化得出相位和增益的数据。
他的工作是辨别一个交叉频率受相位余量影响的补偿器的结构,最后一步需要研究整个的环路增益在补偿器之后的功率装置一旦环路关断给出补偿器的零点极点以确保稳定。
如果这个过程是单环路的话实现Flyback 变换器加权的工作过程将会变得更加复杂。
本篇文章引用了参考文献1的工作同时探索不同的方法来提供技术给多反馈通道的功率变换器。
TL431 多环路系统单独一个431可以作为一个多通道反馈系统图1根据参考文献2给出了1种双结构的431典型的连线图图1 传统结构的431连线结构观察变换器的直流电压从这张原理图中看出可以看出所谓的低速和高速通道。
TL431可以被称为一个可调的齐纳管或者是分流调整器。
例如由于负载的变化,输出电压变化,这个信息通过R 2/R 3变换然后传递到TL431的输入端,令可调的齐纳管送出或者多或者少的电流进入光耦LED 。
通过调整它的阈值电压进而工作,利用这个方法,一次侧的反馈信号也改变,同时指导控制器调整工作点。
如果输出电压变化太快,通过电阻R 2感应到频率超越了由C 1引入的临界极点。
这时候,对于这个反馈信号通道的ac 补偿就失效了:TL431不再改变工作点、 LED 的阈值电压也就被固定。
然而,尽管LED 的阈值电压被固定,但是通过R LED ,阳极一直在感应着输出电压的变化,这个电流变化是通过光耦影响反馈电压。
因此,即使你增大C 1,对于环路的增益也没有什么影响。
因为R LED 一直在感应着输出电压,这样一个系统的传递公式可以写成如下两个所示的形式:()()()12111s FB OUT V S G S V S R C ⎡⎤=+⎢⎥⎣⎦ (1)这里G 1(S)表达通过光耦CTR ,LED 和连接在电容C 2上的提拉电阻带来的中间频带的增益,从这个表达式中,实际上我们通过解决公式1,可以看出两个环路的出现:()()()()1121s FB OUT V S G S G S V S R C =+ (2)这样一个系统的环路增益可以通过切断环路反馈工作点来测量。
开关电源环路稳定的试验方法
6.5 开关电源环路稳定的试验方法前面频率特性分析方法是以元器件小信号参数为基础,同时在线性范围内,似乎很准确。
但有时很难做到,例如电解电容ESR 不准确且随温度和频率变化;电感磁芯磁导率不是常数,还有由于分布参数或工艺限制,电路存在分布参数等等,使得分析结果不可能完全吻合,有时甚至相差甚远。
分析方法只是作为实际调试的参考和指导。
因此,在有条件的情况下,直接通过测量运算放大器以外的环路的频率响应,根据6.4节的理论分析,利用测得的频率特性选择Venable 误差放大器类型,对环路补偿,并通过试验检查补偿结果,应当说这是最直接和最可靠设计方法。
采用这个方法,你可以在一个星期之内将你的电源闭环调好。
前提条件是你应当有一台网络分析仪。
6.5.1 如何开环测试响应桥式、半桥、推挽、正激以及Buck 变换器都有一个LC 滤波电路,输出功率电路对系统性能影响最大。
为了讨论方便,以图6.31为例来说明测试方法,重画为图 6.48(a)。
电路参数为:输入电压115V ,输出电压为5V ,如前所述,滤波电感和电容分别为L =15μH ,C =2600μF ,PWM 控制器采用UC1524,它的锯齿波幅值为3V ,只用两路脉冲中的一路,最大占空比为0.5。
为了测量小信号频率特性,变换器必须工作在实际工作点:额定输出电压、占空比和给定的负载电流。
从前面分析知道,如果把开关电源看着放大器,放大器的输入就是参考电压。
从反馈放大器电路拓扑来说,开关电源的闭环是一个以参考电压为输入的电压串联负反馈电路。
输入电源的变化和/或负载变化是外界对反馈控制环路的扰动信号。
取样电路是一个电阻网络的分压器,分压比就是反馈系数,一般是固定的(R2/(R1+R2))。
参考电压(相应于放大器的输入电压)稳定不变,即变化量为零,输出电压也不变(5V)。
如上所述,所有三种误差放大器都有一个原点极点。
在低频闭环时,由于原点极点增益随频率减少而增高(即在反馈回路电容)在很低频率,有一个最大增益,由误差放大器开环增益决定。
环路稳定性分析范文
环路稳定性分析范文环路稳定性分析是指对系统的闭环控制回路进行稳定性评估的一种方法。
在控制系统中,闭环控制回路的稳定性是一个至关重要的指标,它决定了系统的性能和可靠性。
在本文中,我将介绍环路稳定性的概念、常见的分析方法以及如何通过稳定性分析来优化系统的闭环控制回路。
闭环控制回路由控制器、系统和反馈组成。
控制器接收反馈信号,并根据系统的输出进行调整,以使系统的输出接近期望值。
为了确保控制系统的稳定性,必须满足闭环控制回路的极点位置位于左半平面。
根轨迹法是一种通过绘制系统的开环传递函数极点随控制器参数变化的路径来评估系统的稳定性的方法。
通过绘制根轨迹图,可以直观地观察系统的极点位置,从而判断系统是否稳定。
根轨迹法还可以通过调整控制器参数来优化系统的闭环控制回路。
频域法是一种使用频率响应函数来分析系统稳定性的方法。
通过将系统的传递函数表示为复频域上的表达式,我们可以使用频率响应函数来分析系统的频率特性和稳定性。
常见的频域法包括振荡饱和法和Bode图法。
这些方法可以用来评估系统的衰减比、相位裕度和增益裕度等指标,从而判断系统的稳定性。
状态空间法是一种使用系统的状态方程来分析稳定性的方法。
通过求解系统状态方程的特征根,可以判断系统的稳定性。
状态空间法是一种更为准确和全面的稳定性分析方法,它可以考虑系统的所有状态变量,并提供系统的详细动态特性信息。
在进行环路稳定性分析时,我们通常关注系统的相位裕度、增益裕度和衰减比等指标。
相位裕度是指系统的相位与临界相位之间的差距,是评估系统稳定性的重要指标。
增益裕度是指系统增益与临界增益之间的差距,也是判断系统稳定性的重要依据。
衰减比是指系统在闭环控制下输出与输入的幅值比值,它可以通过计算系统的频率响应函数来得到。
对于不稳定的系统,我们可以通过调整控制器参数、增加补偿网络或采取其他控制策略来提高系统的稳定性。
例如,可以通过增加比例增益、增加积分时间常数或增加滤波器来提高系统的稳定性。
一个稳定的buck/boostDC—DC转换器的环路设计
一个稳定的buck/boostDC—DC转换器的环路设计【摘要】本文设计了一款脉冲宽度调制的稳定的DC-DC转换器环路。
该转换器可以根据输入电压的变化设置四个MOS开关管的开关状态而工作在升压或降压模式而提高效率。
另外,芯片的稳定性也是设计的难点之一。
本文基于运算跨导放大器补偿网络实现反馈回路的频率补偿,使整个环路有合适的相位裕度,并分析bode图,最后用cadence软件针对具体的电路进行仿真,并给出仿真结果。
【关键词】DC-DC;环路稳定;buck;boost1.引言在DC-DC转换器的设计中,电路的稳定性是系统设计中的一个难点,它必须在整个输入电压范围内或者输入发生变化时保持输出稳定。
本文针对buck/boost型DC-DC转换器设计了一个频率补偿方案,可以为相应的电路设计提供参考。
除了可以在电路的设计上采用一些较为传统的方式提高稳定性外,比如提高误差放大器的增益和基准电压、基准电流的精度,还可以增加环路补偿电路,来保证电压反馈环路的稳定。
本文主要通过对环路的两个部分分析,通过稳定条件,给出bode图,最后在给定参考值下用cadence软件仿真。
在电源电压由2.7V至5.5V变化时,输出电压的纹波满足设计要求,电路的稳定性非常好。
2.环路设计一个完整的buck/boost型DC-DC转换器应该包括基准电压产生电路、斜坡信号产生电路、误差放大器、逻辑和驱动电路等重要模块。
除此之外,还会包括过温保护、欠压锁定和软起动等保护电路。
文章则是通过对上述结构的转换器简化,将非线性结构线性化,分析其稳定性,并进行频率补偿。
控制环路结构简化图如图1所示,先分析buck模式下的稳定性,即当S3闭合S4断开,而和在每个周期中交替导通时。
图1 简化结构图下面分两个部分对上述结构讨论。
2.1 控制到输出这部分采用脉冲宽度调制(PWM),保持频率(150KHZ)不变,调节占空比(D)从而调节开关管的导通时间,控制输出电压。
环路稳定的判断依据
环路稳定的判断依据
环路稳定的判断依据主要包括两个方面,极点位置和频率响应。
首先,极点位置是判断系统稳定性的重要依据之一。
在控制系统中,系统的极点位置决定了系统的动态响应特性。
当系统的极点全部位
于左半平面时,系统是稳定的;而当系统的极点存在于右半平面时,系统就是不稳定的。
因此,通过分析系统的极点位置,我们可以初
步判断系统的稳定性。
其次,频率响应也是判断系统稳定性的重要依据之一。
频率响
应描述了系统对不同频率输入信号的响应特性,通过频率响应分析,我们可以了解系统在不同频率下的增益和相位特性。
在频率响应分
析中,我们通常会使用频率域工具,如波特图和Nyquist图等,来
评估系统的稳定性。
通过分析系统的频率响应,我们可以进一步确
认系统的稳定性和性能。
除了极点位置和频率响应外,还有一些其他判断依据,如阶跃
响应、脉冲响应等,这些都可以帮助我们更全面地评估系统的稳定
性和性能。
综上所述,环路稳定的判断依据是多方面的,需要综合考虑系
统的极点位置、频率响应以及其他动态特性。
在控制系统的设计和分析中,我们需要充分利用这些判断依据,以确保系统能够稳定地工作,并满足性能要求。
环路补偿(TI)
1 1− D
Boost Converter
降压 -升压 / 反激式
5
电源转换器拓扑 Click to edit Master title style
降压 / 正激式
VI N L - VO U T
VOUT = VIN ⋅
D 1−D
B u c k -Boost Converter
升压
VI N NP NS VO U T
20 MAGNITUDE (dB) 0 -20 -40 -60 10 100 1,000 10,000 100,000 1,000,000 FREQUENCY (Hz)
H( s) =
1 s 1+ ωP
PHASE (°)
45 0 -45 -90 -135 10 100 1,000 10,000 100,000 1,000,000 FREQUENCY (Hz)
需要充足的相位裕量以避免发生振荡 最佳的相位裕量是 52° 低相位裕量将导致欠阻尼的系统响应 较高的相位裕量则导致过阻尼的系统 响应
•
•
16
功率级回顾 Click to edit Master title style
电压模式降压 电流模式降压 电流模式升压 电流模式降压-升压
17
电压模式降压功率级 Click to edit Master title style
-60 10 100 1,000 10,000 100,000 1,000,000 FREQUENCY (Hz)
ωP ≈
1+ D C OUT ⋅ R OUT
1 ⋅ C OUT
Km ≈
ωZ =
R ESR
ωL =
ˆ OUT v ≈ A VC ˆC v
浅析DC-DC的环路稳定性问题
浅析DC/DC的环路稳定性问题
在电路系统的单板设计中我们经常用到各种电源,DC/DC是最广泛的一种,比如BUCK降压电路,一般我们都采用的是相关厂家的集成芯片如TI、ADI、Linear等,总的来说应用还是比较简单的,按照参考电路配置外围器件即可,然后按照布局布线原则完成单板设计。
但是如果仅仅是知道基本原理却不知所以然,导致的结果就是在出现问题时完全摸不着头脑,比如最近遇到一个问题就是DC/DC在空载时电压异常的现象。
这个问题是偶然出现的:该芯片已在其他单板上使用正常,但是最新的一块板子却出现电压异常波动。
对比二者原理图发现都一样,但是检查完PCB 后检查原理图发现输出电容配置有问题,改过电容后电压正常。
那幺为何同样的设计之前的没有问题,现在的有问题呢?进一步发现,新的问题板子在未使用时是空载的,而之前的板子都是一直带载,于是不改变电容插上负载,输出电压也正常了。
这是一个典型的开关电源的环路响应问题。
我们在学习运放的时候就研究过运放的闭环反馈特性,也就是幅频特性和相频特性。
那幺对于DC/DC而言,环路同样具有类似特性,下图是一个同步BUCK 电路。
基本的传输拓扑为:。
buck电路中,其环路稳定准则
在Buck 电路中,环路稳定准则主要取决于控制策略和系统参数。
下面列举了一些常用的环路稳定准则:
1. 负反馈环路稳定性:对于负反馈环路,其稳定性取决于反馈增益和输入信号的频率。
当反馈增益大于1 且输入信号的频率足够高时,负反馈环路是稳定的。
此外,根据Bode 图分析,反馈增益的相位裕度也需要大于0°,以确保环路的稳定性。
2. 相位稳定准则:对于Buck 电路,输出电压与输入电压之间的相位差应保持在-90°至0°之间。
当相位差超过这个范围时,电路的稳定性会受到影响。
通过调整开关器件的导通和截止时间,可以实现输出电压与输入电压之间的相位调整,从而保证环路的稳定性。
3. 电压稳定准则:在Buck 电路中,输出电压的波动应控制在允许的范围内,以确保负载电压的稳定性。
通过调整控制策略和优化系统参数,可以实现电压的稳定控制。
4. 电流稳定准则:Buck 电路中的电流稳定性取决于负载电流的变化。
当负载电流发生波动时,通过调整开关器件的导通和截止时间,以及控制策略,可以实现电流的稳定输出。
5. 负载扰动抑制:在Buck 电路中,负载扰动会导致系统的不稳定。
为了提高环路的稳定性,需要采用负载电流前馈、补偿网络等方法来抑制负载扰动。
6. 控制策略:控制策略对于Buck 电路的稳定性至关重要。
常见的控制策略包括电压模式控制、电流模式控制、电压电流双模式控制等。
通过选择合适的控制策略并调整参数,可以实现Buck 电路的稳定运行。
环路稳定性基础
环路稳定性基础引言本系列所采用的所有技术都将“以实例来定义”,而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。
为便于进行稳定性分析,我们在工具箱中使用了多种工具,包括数据资料信息、技巧、经验、SPICE仿真以及真实世界测试等,都将用来加快我们的稳定运放电路设计。
尽管很多技术都适用于电压反馈运放,但上述这些工具尤其适用于统一增益带宽小于20MHz的电压反馈运放。
选择增益带宽小于20MHz的原因是,随着运放带宽的增加,电路中的其他一些主要因素会形成回路,如印制板(PCB) 上的寄生电容、电容中的寄生电感以及电阻中的寄生电容与电感等。
我们下面介绍的大多数经验与技术并非仅仅是理论上的,而且是从利用增益带宽小于20MHz的运放、实际设计并构建真实世界电路中得来的。
本系列的第1部分回顾了进行稳定性分析所需的一些基本知识,并定义了将在整个系列中使用的一些术语。
图字(上、下):数据资料信息、技巧、经验、Tina SPICE仿真、测试;目的:学习如何用数据资料信息、技巧、经验法则、Tina SPICE仿真及测试来“更容易地”分析和设计运放,以确保环路稳定性;注:用于统一增益带宽小于20MHz的电压反馈运放的技巧与经验法则。
波特图(曲线)基础幅度曲线的频率响应是电压增益改变与频率改变的关系。
这种关系可用波特图上一条以分贝(dB) 来表示的电压增益比频率(Hz) 曲线来描述。
波特幅度图被绘成一种半对数曲线:x轴为采用对数刻度的频率(Hz)、y轴则为采用线性刻度的电压增益(dB) ,y轴最好是采用方便的每主格45°刻度。
波特图的另一半则是相位曲线(相移比频率),并被描绘成以“度”来表示的相移比频率关系。
波特相位曲线亦被绘成一种半对数曲线:x轴为采用对数刻度的频率(Hz)、y轴为采用线性刻度的相移(度),y轴最好是采用方便的每主格45°刻度。
图字(上、下):Aol曲线、幅度曲线、频率、相位曲线。
幅度波特图要求将电压增益转换成分贝(dB) 。
运算放大器的稳定性4―环路稳定性主要技巧与经验
运算放大器的稳定性4―环路稳定性主要技巧与经验运算放大器的稳定性第4部分(共15部分):环路稳定性主要技巧与经验作者:Tim Green,TI公司本系列的第4部分着重讨论了环路稳定性的主要技巧与经验。
首先,我们将讨论45度相位及环路增益带宽准则,考察了在Aol 曲线与1/β曲线以及环路增益曲线Aolβ中的极点与零点之间的互相转化关系。
我们还将讨论用于环路增益稳定性分析的频率“十倍频程准则”。
这些十倍频程准则将被用于1/β、Aol及Aolβ曲线。
我们将给出运放输入网络ZI与反馈网络ZF的幅度“十倍频程准则”。
我们将开发一种用于在1/β曲线上绘制双反馈路径的技术,并将解释为何在使用双反馈路径时应该避免出现“BIG NOT”这种特殊情况。
最后,我们将给出一种便于使用的实际稳定性测试方法。
在本系列的第5部分中,这些关键工具的综合使用使我们能够系统而方便地稳定一个带有复杂反馈电路的实际运放应用。
环路增益带宽准则已确立的环路稳定性标准要求在fcl处相移必须小于180度,fcl是环路增益降为零时的频率。
在fcl处的相移与整个180度相移之间的差定义为相位余量。
图4.0详细给出了建议用于实际电路的经验,亦即在整个环路增益带宽(f≤fcl)中设计得到135度的相移(对应于45度的相位余量)。
这是考虑到,在实际电路中存在着功率上升、下降及瞬态情况,在这些情况下,运放在Aol曲线上的改变可能会导致瞬态振荡。
而这种情况在功率运放电路中是特别不希望看到的。
由于存在寄生电容与印制板布局寄生效应,因此这种经验还考虑在环路增益带宽中用额外的相位余量来考虑实际电路中的附加相移的。
此外,当环路增益带宽中相位余量小于45度时,即可能在闭环传输函数中导致不必要的尖峰。
相位余量越低及越靠近fcl,则闭环尖峰就会越明显。
180135-135oFrequency90(Hz)450-45Loop Stability Criteria:<-180 degree phase shift at fcl -135 degree phase shift at all frequencies <fcl Why?: Because Aolis not always “Typical” Power-up, Power-down,Power-trans ient ?Undefined “Typical”Aol Allows for phase shift due to real world Layout & Component Parasitics图4.0:环路增益带宽准则图字(上下、左右):Aolβ(环路增益)相位曲线、-135°“相移”、频率(Hz)、45°“相位余量”环路稳定性标准:在fcl处相移< -180度θ设计目的:在所有< fcl的频率上,都有相移≤-135度原因:因为Aol(开环增益)并不总是“典型”,考虑到实际电路布局与器件的寄生效应,存在着功率上升、下降及暂态现象→这些是未定义的“典型”Aol。
开关电源环路中的TL431
开关电源环路中的TL431作者:安森美半导体产品线应用工程总监Chri 来源:电子设计应用2009年第5期摘要:虽然上一期文章介绍了如何以TL431实现2类补偿器。
然而在补偿电路方面,TL431并非万能药。
由于原极点和零点之间以固定系数相关联,采用运放构建的补偿器时,运放的灵活性会降低,而这个运放中可以创建自选的中频带增益。
为解决LED 串联电阻对可能的增益变化进行钳位的问题,1类补偿器将提供稳定所选转换器时的灵活性,符合期望。
然而,这种1类补偿器也有局限,即它不提供任何相位提升。
关键词:LED串联电阻;1类补偿器;2类补偿器了解基于TL431的2类补偿器的局限图1 采用TL431构建的2类补偿器图2 通过调节原极点和零点之间的距离来选择中频带增益图1所示为采用TL431的2类补偿器,创建了1个在原点处的极点f po、1个极点f p以及1个零点f z。
等式(1)描述了采用TL431构建的2类补偿器,并显示存在着结合光耦合器寄生电容C opto及所增加电容C2的举措。
(1)从这个等式,可解析下面的极点及零点定义:(2)(3)(4)将等式(2)和等式(3)相除时,可发现原极点和零点之间有下述关联:(5)由于零点固定且取决于上面的电阻R1和电容C1(见等式3),调节LED串联电阻R LED可提供一种改变原极点位置的途径(见等式2)。
通过这种举措,可轻易地将中频带增益调节至所需的值。
这就是图2所示出的两个不同的原极点位置如何改变中频带增益G0。
然而,光耦合器集电极中所需的电流漂移限制了增加LED电阻值的自由度。
LED电阻值不能超过下述值:(6)如决定以光耦合器并联1颗1kΩ电阻来为TL431增加额外的1mA偏置,如图1所示,上述等式就必须修改,因为这个电流也通过LED串联电阻:(7)其中,V out为输出电压,I bias为光耦合器与1个电阻并联(通常为1kΩ以提供1mA偏置电流)时的TL431偏置电流,V TL431,min 为TL431能够降至的最低电压(2.5V),V f为光耦合器LED的正向压降(≈1V),CTR min为光耦合器的最小电流传输比,V CE,sat为光耦合器饱和电压(≈300mV@1mA集电极电流),这电压强加最低反馈电压,V dd为上拉电阻的内部偏置电压,通常为5V。
TI公式内部资料——运放稳定性分析系列1
运算放大器的稳定性第1部分(共15部分):环路稳定性基础作者:Tim Green ,TI 公司Burr-Brown 产品战略发展经理1.0 引言本系列所采用的所有技术都将“以实例来定义”,而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。
为便于进行稳定性分析,我们在工具箱中使用了多种工具,包括数据资料信息、技巧、经验、SPICE 仿真以及真实世界测试等,都将用来加快我们的稳定运放电路设计。
尽管很多技术都适用于电压反馈运放,但上述这些工具尤其适用于统一增益带宽小于20MHz 的电压反馈运放。
选择增益带宽小于20MHz 的原因是,随着运放带宽的增加,电路中的其他一些主要因素会形成回路,如印制板 (PCB) 上的寄生电容、电容中的寄生电感以及电阻中的寄生电容与电感等。
我们下面介绍的大多数经验与技术并非仅仅是理论上的,而且是从利用增益带宽小于20MHz 的运放、实际设计并构建真实世界电路中得来的。
本系列的第1部分回顾了进行稳定性分析所需的一些基本知识,并定义了将在整个系列中使用的一些术语。
9Data Sheet Info 9Tricks 99Tina SPICE Simulation9TestingGoal:EASILY Tricks & Rules-Of-Thumb apply for Voltage FeedbackOp Amps, Unity Gain Bandwidth <20MHzTo learn how to analyze and design Op Amp circuits for guaranteed Loop Stability using Data Sheet Info, Tricks, Rules-Of-Thumb, Tina SPICE Simulation, and Testing.Note:图1.0 稳定性分析工具箱图字(上、下):数据资料信息、技巧、经验、Tina SPICE 仿真、测试;目的:学习如何用数据资料信息、技巧、经验法则、Tina SPICE 仿真及测试来“更容易地”分析和设计运放,以确保环路稳定性;注:用于统一增益带宽小于20MHz 的电压反馈运放的技巧与经验法则。
环路稳定性分析
R2 =
VOSC gR1 gF0 d MAX g IN gFLC V
FLC ,
(二). 第一个零点频率 FZ 1介于0.1~0.75 FLC 之间,为便于调整,选0.5
C2 =
1 2p gR2 g gFLC 0.5
(三).为了使交越频率以 - 20dB / decade 穿越0dB线,需要将第一个极点设置在 FCE 频点处,则 C 1 可按下式求得:
则零点位于
1 Fz = 2p gR2 g 1 C
1 Fp = 2p gR1 g 2 C
单个零点响应在波特图(幅度增益曲线)上具有按斜率+ 20dB / decade 上升的特点,在零点位置,增益为直流增益加3dB,在相位曲线上,零点
f z 上具有 + 45°的相移.相位在 f z 的两边以 + 45° / decade 斜率变化为 0° 与 + 90° .
图2.1 幅度与相位波特曲线
从图中可以看出,幅度曲线的增益随频率减小,横坐标是以十倍频 程变化(十倍频程是按 x10增加或按x1/10减小,从10Hz到100Hz为一 个十倍频程).
2. 零极点介绍
如果传递函数为:
1 + sR2 g 1 C G ( s) = 1 + sR1 g 2 C
,极点位于
X2(s) 为控制
开环控制的传递函数为:
X 2 ( s) G1 ( s ) = X 1 ( s)
两个环节串联:
图1.2 两环节控制模型
可以得出:
X 2 (s) G1 ( s ) = X1 (s)
X 3 (s) G2 ( s ) = X 2 (s)
X3 (s) X2 (s) X3 (s) G(s) = = g = G1(s)g 2 (s) G X1(s) X1(s) X2 (s)
ti滤波电路设计
设计一个TI滤波电路需要考虑以下几个方面:
1. 确定滤波器类型:根据需要滤波的频率范围和滤波器的特性要求,选择合适的滤波器类型,如低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器或带阻滤波器等。
2. 确定滤波器阶数:根据滤波器的要求和设计目标,确定滤波器的阶数。
阶数越高,滤波器的陡峭度越高,但也会增加滤波器的复杂度和计算量。
3. 确定滤波器的频率响应:根据滤波器的特性要求,确定滤波器的频率响应,如截止频率、通带增益、阻带衰减等。
4. 选择合适的滤波器结构:根据滤波器的特性要求和设计目标,选择合适的滤波器结构,如巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、椭圆滤波器等。
5. 进行滤波器参数计算:根据滤波器的特性要求和设计目标,进行滤波器参数的计算,如阻抗匹配、电容和电感的选择等。
6. 进行滤波器电路设计:根据滤波器的参数和结构,进行滤
波器电路的设计,包括电路图设计、元件选型和布局等。
7. 进行滤波器性能测试和调整:完成滤波器电路设计后,进行性能测试和调整,确保滤波器的性能符合设计要求。
需要注意的是,TI滤波电路设计需要一定的电路设计和信号处理知识,建议在设计过程中参考相关的电路设计手册和文献,或者咨询专业的电路设计工程师。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性,平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益,请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间:9:00-18:30)。
Perturbation
Stable System
t Response
Perturbation
Unstable System
t
Response
Fig. 1. Definition of stability.
Another way of visualizing stability is shown in Fig. 2. While this graphically illustrates the concept of system stability, it also points out that we must make a further distinction between large-signal and small-signal stability. While small-signal stability is an important and necessary criterion, a system could satisfy this requirement and yet still become unstable with a large-signal perturbation. It is important that designers remember that all the gain and phase calculations we might perform are only to insure small-signal stability. These calculations are based upon – and only applicable to - linear systems, and a switching regulator is – by definition – a non-linear system. We solve this conundrum by performing our analysis using small-signal perturbations around a large-signal operating point, a distinction which will be further clarified in our design procedure discussion.
II. STABILITY DEFINED
Fig. 1 gives a quick illustration of at least one definition of stability. In its simplest terms, a system is stable if, when subjected to a perturbation from some source, its response to that perturbation eventually dies out. Note that in any practical system, instability cannot result in a completely unbounded response as the system will either reach a saturation level – or fail. Oscillation in a switching regulator can, at most, vary the duty cycle between zero and 100% and while that may not prevent failure, it will ultimate limit the response of an unstable system.
Designing Stable Control Loops
By Dan Mitchell and Bob Mammano
ABSTRACT
The objective of this topic is to provide the designer with a practical review of loop compensation techniques applied to switching power supply feedback control. A top-down system approach is taken starting with basic feedback control concepts and leading to step-by-step design procedures, initially applied to a simple buck regulator and then expanded to other topologies and control algorithms. Sample designs are demonstrated with Mathcad simulations to illustrate gain and phase margins and their impact on performance analysis.
5-1
Small-Signal
Stable
Unconditionally
Large-Signal
Stable
Unstable
Unstable
Fig. 2. Large-signal vs. small-signal stability.
III. FEEDBACK CONTROL PRINCIPLES
The basis for feedback control is illustrated with the flow diagram of Fig. 4 where the goal is for the output to follow the reference predictably and for the effects of external perturbations, such as input voltage variations, to be reduced to tolerable levels at the out
Reference _ Negative
Feedback
H
y Output
y = Gu − GHy y(1+ GH) = Gu yG u = 1+ GH
I. INTRODUCTION
Insuring stability of a proposed power supply solution is often one of the more challenging aspects of the design process. Nothing is more disconcerting than to have your lovingly crafted breadboard break into wild oscillations just as it is being demonstrated to the boss or customer, but insuring against this unfortunate event takes some analysis which many designers view as formidable. Paths taken by design engineers often emphasize either cut-and-try empirical testing in the laboratory or computer simulations looking for numerical solutions based on complex mathematical models. While both of these approaches have a place in circuit design, a basic understanding of feedback theory will usually allow the definition of an acceptable compensation network with a minimum of computational effort.