基才Innography的无线电力传输专利情报研究

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重庆大学2015年博士后研究项目

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合作导师陈德敏黄锡生秦鹏唐绍均张才琴韩德强孙佑海曾文革齐爱民宋宗宇贾焕银刘星杨俊刘伟黄英君王勇冯明但斌陈其安陈刚宋永端柴毅欧阳奇孙棣华
博士后研究项目我国再生资源顶层设计与发展实现路径研究生态环境保护法律机制研究环境义务规范原理与范畴基于环境行政代履行制度的餐厨废弃物无害处置与综合利用法规范研究等森林资源新型法制化管理模式研究环境法治保障话语权构建全面推进年生态文明司法保障机制研究我国农业贸易生态化转型的法律保障研究知识产权市场化研究环境司法专门化制度研究等善治医疗事件：类型区分与制度选择研究制度环境、公司财务政策选择和动态演进研究基于市场交易的天然气开采量与成本协调激励气价机制研究等风险投资与创业投资金融风险管理、保险与社会保障、金融市场与公司投融资等物流合同对供应链的影响等企业领导力模型构建及其提升研究面向产品服务系统的供应链运作优化与协调五大功能区工业园区负面清单管理研究基于智能电网的分布式协调控制新能源电力系统先进控制理论，科技部国家基础研究规划项目风电并网变流器故障特征提取及诊断技术研究高温条件下金属表层瑞利波非线性效应与微结构等交通信息物理系统关键技术及其在智能交通系统的应用等
建筑学、城乡规划学、风景园林学
建筑学院
力学
航空航天学院生命工程学院生物医学 Nhomakorabea程、生物学
招收人数（人） 2 1 1 1 2 1 5 1 2 2 1-2 1-2 1-2 1-2 1-2 2 5 2 2 4 1 1 1
联系电话 13098775907 023-65126320 023-65122666 023-65126315 13452952682 13640574017 023-65102527 13452029896 18523001964 023-65120483 023-65122685 13527313471 18580008926 023-65111931 13677621651 13657636001 13657636001 13108982986 13368310685 023-65102507 023-65102507

基于边缘智能的配电网设备状态感知技术研究与应用

基于边缘智能的配电网设备状态感知技术研究与应用发布时间：2022-07-13T01:26:13.514Z 来源：《科学与技术》2022年第3月第5期作者：李申章赵志宇张建文吴玮张逸彬耿贞伟李力刘雪萍[导读] 本文提出构建以智能量测终端为核心的台区运行状态监测体系，通过在台变侧、线路侧李申章1赵志宇1张建文1 吴玮1 张逸彬1 耿贞伟1 李力2 刘雪萍21.云南电网有限责任公司信息中心，云南省昆明市 6500002.云南云电同方科技有限公司，云南省昆明市 650000摘要：本文提出构建以智能量测终端为核心的台区运行状态监测体系，通过在台变侧、线路侧、用户侧分别加装智能设备和感知单元，采集配电变压器、0.4kv馈线、低压开关、电缆分支箱、户表箱及户表等设备的运行状态，全面贯通配电网设备运行状态数据，构建数据多维度分析模型，以辅助低压台区实现智能化运维。

关键词：边缘智能；配电网设备；设备状态感知；智慧台区；1项目背景和意义为了响应国家号召，实现电网企业智能化也就迫在眉睫。

通过将智能配电网与边缘计算相结合，实现智能配电设备状态感知来构建智慧台区。

而有的企业通过将物联网与配电设备相结合[1]，实现优质的供电质量、高效的运行效率和便捷的用户体验为目标。

为提高配变台区的管理水平、充分发挥电能量数据价值、提升配电网智能运维能力，需要进行基于边缘感知的智能配电台区研究和应用，以边缘网关和智能量测终端为边缘计算核心，采用分支线路终端和末端感知终端对分支线路和末端表箱及电表进行监控，加强台区线损的精益化管理，构建停电故障的精准研判与预警、台区末端低电压治理、三相负载均衡动态规划和配电网运行状态感知能力，从而实现台区精益化管理和低压智能化运维。

2总体方案台区作为电力物联网的关键组成部分，更靠近用户端，因此台区更适合作为边缘计算模式的边缘节点，在台区内就地分析处理数据［2-3］。

台区智能设备通过采集用户表计数据，并将数据进行规约解析实现智能化数据转换输入到边缘网关中进行智能计算。

一种新型基片集成脊波导结构的设计

一种新型基片集成脊波导结构的设计1. 引言1.1 研究背景脊波导是一种常用的集成光学波导结构，具有较高的光传输效率和紧凑的尺寸。

现有的脊波导结构在一些应用中存在一些局限性，如传输损耗较大、器件集成度不高等问题。

设计一种新型基片集成脊波导结构，对于提高光电器件的性能和集成度具有重要意义。

通过对脊波导结构的设...以上是我为您准备的关于【研究背景】的内容，希望对您有帮助。

如果需要继续输出其他部分的内容，请告诉我。

1.2 研究目的研究目的是为了探究基片集成脊波导结构在微波和毫米波通信系统中的应用潜力，进一步提高通信系统的性能和可靠性。

通过设计一种新型基片集成脊波导结构，旨在解决传统脊波导结构存在的损耗大、尺寸过大等问题，提高波导的传输效率和带宽容量，增强通信系统的抗干扰能力和数据传输速率。

研究还旨在探索基片集成脊波导结构在射频电路、天线设计以及传感器等领域的应用，推动相关领域的发展和创新，为未来通信技术和无线电频谱利用提供新的技术支持与解决方案。

通过本研究的开展，旨在为基片集成脊波导结构的设计与应用提供理论指导与技术支持，促进通信技术的不断进步与发展。

1.3 研究意义脊波导结构在微波和毫米波集成电路中扮演着重要的角色，其性能直接影响着整个电路的性能。

而随着科技的不断发展，传统脊波导结构在一些特定应用中已经难以满足需求，因此对新型基片集成脊波导结构的设计和研究显得尤为重要。

新型基片集成脊波导结构设计的研究意义体现在以下几个方面：新型基片集成脊波导结构的设计可以提高电路的整体性能。

通过优化脊波导的结构和材料，可以有效降低传输损耗，提高功率处理能力和频率响应速度，从而实现更高的性能指标。

新型基片集成脊波导结构的设计可以拓宽其在不同领域中的应用范围。

传统脊波导结构受到材料和制备工艺的限制，而新型基片集成脊波导结构的设计可以针对不同应用需求进行定制，大大提高了其适用性和灵活性。

新型基片集成脊波导结构的设计对于推动集成电路领域的发展具有重要意义。

用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输

第２７卷㊀第３期２０２３年３月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Ｅｌｅｃｔｒｉｃ㊀Ｍａｃｈｉｎｅｓ㊀ａｎｄ㊀Ｃｏｎｔｒｏｌ㊀Ｖｏｌ２７Ｎｏ３Ｍａｒ.２０２３㊀㊀㊀㊀㊀㊀用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输陈希有１ꎬ㊀韩守鹏１ꎬ㊀齐琛１ꎬ㊀王杨２ꎬ㊀周思岑３(１.大连理工大学电气工程学院ꎬ辽宁大连１１６０２４ꎻ２.大连理工大学物理学院ꎬ辽宁大连１１６０２４ꎻ３.上海核工程研究设计院有限公司ꎬ上海２０００３０)摘㊀要:为了使运动工作和随意摆放的设备得到高效利用ꎬ从而不断提高人们生活品质和生产效率ꎬ人们迫切希望能够以无线方式为这些设备提供电力ꎬ而不是依赖导线连接电源或者停下工作来充电ꎮ据此ꎬ利用准静态谐振腔原理ꎬ初步研究了在特定三维空间内ꎬ为静止或运动设备无线供电的技术ꎮ根据准静态谐振腔结构和电磁场分布特点ꎬ给出了准静态谐振腔电磁场各坐标分量的直观近似表达式ꎮ在此基础上ꎬ分析了接收线圈的感应电动势和腔体的功率损耗ꎬ以及传输效率的一般表达式ꎮ制作了２.０８ˑ２.０８ˑ１.１２ｍ３的立方体且带一对电极的准静态谐振腔ꎬ并针对接收线圈的自转和公转等运动ꎬ开展了传输功率与传输效率的实验研究和相同条件下的仿真研究ꎬ实现了在手持且运动状态下为手机无线充电的功能ꎮ关键词:无线电能传输ꎻ动态无线供电ꎻ准静态谐振腔ꎻ运动设备ꎻ功率损耗ꎻ公转ＤＯＩ:１０.１５９３８/ｊ.ｅｍｃ.２０２３.０３.００７中图分类号:ＴＭ７２４文献标志码:Ａ文章编号:１００７－４４９Ｘ(２０２３)０３－００６９－１０㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:２０２２－０５－１３基金项目:国家自然科学基金(５１８７７０２５ꎬ５１９０７０１５)作者简介:陈希有(１９６２ )ꎬ男ꎬ博士ꎬ教授ꎬ研究方向为无线与单线谐振电能传输技术ꎻ韩守鹏(１９９６ )ꎬ男ꎬ硕士研究生ꎬ研究方向为无线电能传输技术ꎻ齐㊀琛(１９８６ )ꎬ男ꎬ博士ꎬ副教授ꎬ研究方向为无线电能传输ꎻ王㊀杨(１９９７ )ꎬ女ꎬ硕士研究生ꎬ研究方向为非线性光学ꎻ周思岑(１９９３ )ꎬ女ꎬ工程师ꎬ研究方向为核电站低压配电系统及无线通信系统ꎮ通信作者:齐㊀琛Ｆｒｅｅｄｏｍｓｐａｔｉａｌｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｕｓｉｎｇｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙＣＨＥＮＸｉ￣ｙｏｕ１ꎬ㊀ＨＡＮＳｈｏｕ￣ｐｅｎｇ１ꎬ㊀ＱＩＣｈｅｎ１ꎬ㊀ＷＡＮＧＹａｎｇ２ꎬ㊀ＺＨＯＵＳｉ￣ｃｅｎ３(１.ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇꎬＤａｌｉａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＤａｌｉａｎ１１６０２４ꎬＣｈｉｎａꎻ２.ＳｃｈｏｏｌｏｆＰｈｙｓｉｃｓꎬＤａｌｉａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＤａｌｉａｎ１１６０２４ꎬＣｈｉｎａꎻ３.ＳｈａｎｇｈａｉＮｕｃｌｅａｒＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＲｅｓｅａｒｃｈａｎｄＤｅｓｉｇｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅＣｏ.ꎬＬｔｄ.ꎬＳｈａｎｇｈａｉ２０００３０ꎬＣｈｉｎａ)Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｍａｋｅｅｆｆｉｃｉｅｎｔｕｓｅｏｆｍｏｖｉｎｇｗｏｒｋｉｎｇｅｑｕｉｐｍｅｎｔａｎｄｒａｎｄｏｍｌｙ￣ｐｌａｃｅｄｅｑｕｉｐｍｅｎｔꎬｔｈｅｒｅｂｙｉｍｐｒｏｖｉｎｇｐｅｏｐｌｅｓｌｉｆｅｑｕａｌｉｔｙａｎｄｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙꎬｐｅｏｐｌｅａｒｅｈｏｐｉｎｇｔｏｐｒｏｖｉｄｅｐｏｗｅｒｔｏｔｈｅｓｅｅｑｕｉｐｍｅｎｔｗｉｒｅｌｅｓｓｌｙꎬｒａｔｈｅｒｔｈａｎｒｅｌｙｉｎｇｏｎｗｉｒｅｓｔｏｃｏｎｎｅｃｔｔｏａｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｏｒｓｔｏｐｗｏｒｋｉｎｇｔｏｃｈａｒｇｅ.Ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｗａｓｕｓｅｄｔｏｐｒｅｌｉｍｉｎａｒｉｌｙｓｔｕｄｙｔｈｅｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｌｙｐｏｗｅｒｉｎｇｓｔａｔｉｏｎａｒｙｏｒｍｏｖｉｎｇｗｏｒｋｉｎｇｅｑｕｉｐｍｅｎｔｉｎａｓｐｅｃｉｆｉｃｔｈｒｅｅ￣ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌｓｐａｃｅ.Ａｃ￣ｃｏｒｄｉｎｇｔｏｔｈｅｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｆｉｅｌｄｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎꎬｔｈｅｉｎｔｕｉｔｉｖｅａｐ￣ｐｒｏｘｉｍａｔｅｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｓｏｆｔｈｅｖａｒｉｏｕｓｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｏｆｔｈｅｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｅｌｅｃｔｒｏｍａｇ￣ｎｅｔｉｃｆｉｅｌｄｗｅｒｅｇｉｖｅｎ.Ｏｎｔｈｉｓｂａｓｉｓꎬｔｈｅｉｎｄｕｃｅｄｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅｆｏｒｃｅｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌꎬｔｈｅｐｏｗｅｒｌｏｓｓｏｆｔｈｅｃａｖｉｔｙꎬａｎｄｔｈｅｇｅｎｅｒａｌｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｏｆｔｈｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｗｅｒｅａｎａｌｙｚｅｄ.Ａｃｕｂｉｃｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔ￣ｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｗｉｔｈａｓｉｚｅｏｆ２.０８ˑ２.０８ˑ１.１２ｍ３ａｎｄａｐａｉｒｏｆｅｌｅｃｔｒｏｄｅｗａｓｆａｂｒｉｃａｔｅｄꎬａｎｄｅｘｐｅｒ￣ｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒａｎｄｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｅａｒｃｈｕｎｄｅｒｔｈｅｓａｍｅｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓｗｅｒｅｃａｒｒｉｅｄｏｕｔｆｏｒｔｈｅｒｏｔａｔｉｏｎａｎｄｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ.Ｉｔｒｅａｌｉｚｅｓｔｈｅｆｕｎｃ￣ｔｉｏｎｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｃｈａｒｇｉｎｇｆｏｒｍｏｂｉｌｅｐｈｏｎｅｓｉｎｔｈｅｈａｎｄ￣ｈｅｌｄａｎｄｍｏｖｉｎｇｓｔａｔｅ.Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒ(ＷＰＴ)ꎻｄｙｎａｍｉｃｗｉｒｅｌｅｓｓｃｈａｒｇｉｎｇꎻｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｃａｖｉｔｙｒｅｓｏｎａｔｏｒꎻｍｏｖ￣ｉｎｇｄｅｖｉｃｅꎻｐｏｗｅｒｌｏｓｓꎻｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ０㊀引㊀言人们对美好生活的不懈追求ꎬ使得在空间运动或随意放置的便携设备逐渐增多ꎮ例如手机㊁平板电脑㊁笔记本电脑㊁电动理发推剪㊁扫地机器人㊁迎宾机器人等ꎮ目前ꎬ为这些设备提供电力的主要方式是用导线连接电源ꎬ或用锂电池供电ꎮ导线的拖拽与电池的频繁充电或更换ꎬ无疑影响了设备运动的灵活性和工作的持续性ꎮ由此人们期望设备能够在运动状态下进行无线充电ꎬ且充电位置足够自由ꎬ能像使用ｗｉｆｉ传输数据那样灵便ꎮ无线电能传输技术(ｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒꎬＷＰＴ)ꎬ是一种不使用导线连接或导体接触ꎬ借助某种中间能量形式(场或波)ꎬ在适当距离内传输电能的技术[１－２]ꎬ常用在设备与电源连接的最后一步ꎮ按照中间能量形式ꎬ目前研究较多的ＷＰＴ技术可以分为:基于线圈的磁场耦合式[３－７]㊁基于电容极板的电场耦合式[８－１１]ꎬ以及基于声电换能器的超声波耦合式[２ꎬ１２－１３]ꎮ为了更好地利用ＷＰＴ技术ꎬ人们开展了许多各具特色的研究ꎮ例如ꎬ能量的双向传输[１５]ꎻ利用双频段实现能量与信号的同步传输[１６]等ꎮ由于上述耦合单元能量发送与接收的固有特性ꎬ用这些方式进行无线电能传输时ꎬ一般要求接收设备与发射设备相距较近ꎬ且相对静止或者自由度受限的运动ꎬ以确保耦合单元的能量传递关系不发生明显变化ꎬ从而获得稳定的传输功率ꎬ例如旋转运动或平面运动ꎮ而在现实生活中ꎬ手机㊁手环㊁理发工具等用电设备ꎬ工作时它们在三维空间自由移动ꎮ平板电脑㊁笔记本电脑等ꎬ它们在工作时虽然不是自由运动ꎬ但它们的放置却是很随意的ꎮ因此ꎬ需要探索一种在较大三维空间内ꎬ且方向性不强的无线电能传输技术ꎬ以满足这些特殊设备对灵活供电的需求ꎮ在微波领域ꎬ谐振腔(ｃａｖｉｔｙｒｅｓｏｎａｔｏｒꎬＣＲ)用来选择指定频率的无线电信号或储存电磁能量ꎮ谐振腔是由金属材料包裹而成的空腔ꎬ微波探针将特定频率的电磁波注入腔体ꎬ电磁波便在其中振荡分布ꎮ这个特定的频率可以使腔体内的电磁能量达到谐振状态ꎬ该频率由腔体结构尺寸来决定ꎮ设想把谐振腔的空间设计得足够大ꎬ那么腔体内的电气设备便可在较大空间范围内接收到电磁能量ꎮ但是ꎬ目前对该方向的研究刚刚起步ꎬ主要体现在迪士尼公司等研究人员的系列成果ꎮ２０１４年Ｍ.Ｊ.Ｃｈａｂａｌｋｏ等[１７]提出了使用空心金属结构的电磁共振模式ꎬ为内部任何地方的小型接收器以无线方式提供电能ꎮ研究了谐振腔与接收器之间的耦合关系ꎮ２０１５年在文献[１８]中ꎬ他们分析了腔体和接收回路储存的能量ꎬ以及它们传输的能量ꎬ进而利用耦合模原理推导了能量耦合系数的解析表达式ꎬ以及谐振腔到小线圈的功率传输效率ꎬ为谐振腔式ＷＰＴ奠定了一种理论基础ꎮ他们使用两个谐振模式ꎬ即Ｔ０１１和Ｔ０１２ꎬ演示了一个直径为３英寸的接收器ꎬ可以在大约１４０立方英尺的谐振腔中的任何位置接收电能ꎬ传输效率大于５０％ꎮ他们的工作频率在１９０ＭＨｚ附近ꎮ为了避免使用耦合模和有限元仿真的复杂分析过程ꎬ２０１６年ꎬ文献[１９]提出了谐振腔无线供电系统的一般电路模型ꎮ用该模型计算的传输效率与实测效率误差在５％以内ꎮ使用两种谐振腔工作模式的组合ꎬ即ＴＥ０１１和ＴＥ０１２ꎬ传输效率大约３０％ꎮ２０１７年ꎬ日本学者在文献[２０]中对多个位置的无线馈电进行了研究ꎬ证实了时分馈电方式优于对所有接收端同时馈电方式ꎮ在实验模型中采用金属网全屏蔽的方法ꎬ对无电池传感器进行了功率传输实验ꎬ确认可以通过谐振腔驱动无电池传感器ꎮ在上述谐振腔内不可避免地存在着电场ꎬ这会令人不安ꎬ因为在相同能量密度下ꎬ电场对微电子设备和生物的负面影响大于磁场ꎮ因此ꎬ迪士尼研究人员Ｍ.Ｊ.Ｃｈａｂａｌｋｏ等ꎬ又在文献[２１]中对谐振腔进行了改进ꎮ他们将电场集中在电容器中ꎬ仅让磁场分布在腔体内ꎬ并且用传导电流来激励ꎬ从而构成类似ＬＣ结构的谐振回路ꎮ由于谐振频率较低ꎬ谐振腔在准静态场条件下工作ꎬ因此称为准静态谐振腔(ｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｃａｖｉｔｙｒｅｓｏｎａｔｏｒꎬＱＳＣＲ)ꎮ他们制作了示０７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀范系统ꎬ体积为５４ｍ３ꎮ几乎在谐振腔内的任何位置ꎬ均可为小型接收线圈提供电能ꎮ分析了磁场与电场分布ꎬ以及品质因数及耦合系数ꎮ在此基础上ꎬ根据耦合模原理ꎬ计算了传输效率ꎮ理论值在４０％到９５％ꎮ他们还利用比吸收率(ｓｐｅｃｉｆｉｃａｂｓｏｒｐｔｉｏｎｒａｔｅꎬＳＡＲ)的概念ꎬ通过仿真对安全性进行了评估ꎮ结果表明ꎬ电极通过１４０Ａ电流时ꎬ谐振腔内的磁场对人体仍然是安全的ꎮ为了避免在腔体中使用电极带来的不便ꎬ并使腔体内磁场均匀化ꎬ文献[２２－２３]研究了一种采用双模式技术的ＱＳＣＲ:依赖电极模式(ｐｏｌｅｄｅｐｅｎｄ￣ｅｎｔꎬＰＤ)和不依赖电极模式(ｐｏｌｅｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔꎬＰＩ)ꎮ两种模式可以交替工作ꎬ也可以同时工作ꎮ有限元模拟结果表明ꎬ如果单独采用无电极模式ꎬ可将功率传输到５４ｍ３容积的９３％ꎬ效率超过５０％ꎮ如果综合使用无电极模式和有电极模式ꎬ能够以超过６６％的效率将电力输送到房间内的任何位置ꎮ密闭谐振腔虽然能够实现相对自由的无线电能传输ꎬ但却屏蔽了通信信号ꎮ为此ꎬ我国电子科技大学在文献[２４]中ꎬ提出了一种由稀疏的金属条组成的谐振腔ꎬ并进行了仿真ꎬ不仅实现了４０％到７０％的电能传输效率ꎬ还实现了腔体内外的信息通信ꎮ物联网(ＩｏＴ)的发展对ＱＳＣＲＷＰＴ提供了美好的应用前景ꎮ文献[２５]针对三方面需求(功率超过瓦级㊁目标在视线之外且对位置呈鲁棒性㊁大规模生产时能够廉价)ꎬ给出了方案的详细建议ꎬ在设计㊁实现和评价等方面ꎬ具有专门的学术贡献ꎮ文献[２６]ꎬ以植入啮齿类动物体内的电子设备为无线供电对象ꎬ接收线圈直径只有８ｍｍꎮ使用ＱＳＣＲＷＰＴꎬ用大鼠进行了九周的连续实验ꎮ结果表明ꎬ这种基于腔谐振器的ＷＰＴ系统ꎬ为动物体内的植入电子设备无线供电提供了一种简便方法ꎮ文献[２７]ꎬ提出了多模式(Ｍ￣ＱＳＣＲ)准谐振腔ꎬ多模式是指依赖电极的ＰＤ模式和独立于电极的ＰＩ模式ꎮ实验和仿真表明ꎬ可以在３ｍˑ３ｍˑ２ｍ的空间内ꎬ为手机充电㊁为电扇供电ꎬ效率３７.１％ꎬ传输功率５０Ｗꎮ文中用仿真方法分析了铝箔表面电流和空间磁场的分布ꎮ两种模式各自产生的磁场ꎬ可以覆盖另一种模式的弱场区域ꎬ从而改善磁场分布的空间均匀性ꎮ本文结合上述进展ꎬ研究了带有一对中央电极的准静态谐振腔无线电能传输ꎬ该谐振腔中主要含有变化的磁场ꎬ原理上可以提高生物安全性ꎮ考虑简单易用性ꎬ并根据准谐振腔结构和电磁场分布现象ꎬ给出了电磁场分布的直观近似表达式ꎬ以简化复杂的积分运算ꎮ在此基础上ꎬ分析了接收线圈的感应电动势和腔体的功率损耗ꎮ在实验室环境下制作了小型立方体实验装置ꎬ对接收线圈在不同位置处的传输效率或传输功率进行了仿真和实验ꎬ实现了手持手机且在运动状态下的无线充电功能ꎮ１㊀准谐振腔的构造图１为本文设计的准谐振腔结构示意图ꎮ腔体长㊁宽㊁高分别为ａ㊁ｂ㊁ｈꎬ木质框架ꎬ外表面覆盖金属铝箔ꎮ腔体中心轴线处安放上㊁下两个矩形截面的长条形金属电极ꎬ电极截面边长分别为ｐｗｉｄｔｈ和ｐｌｅｎｇｔｈꎻ上㊁下电极高度分别为ｐｕｐ和ｐｄｏｗｎꎬ并且分别与腔体的上㊁下表面连接ꎬ两电极之间留有长为ｇａｐ的间隙ꎮ集中参数电容器和高频电源串联后ꎬ接入两个电极之间ꎮ接收线圈放置在腔体内部并且可以自由移动ꎮ图１㊀准静态谐振腔构造Ｆｉｇ.１㊀ＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＱＳＣＲ集中参数电容(调谐电容)用来存储电场能量ꎬ并调节系统的谐振频率ꎬ使得工作波长远大于腔体尺寸ꎬ处于准静态场状态ꎮ从电路模型的角度考虑ꎬ储存磁场能量的腔体可以抽象为电感ꎮ通过改变激励源频率或调谐电容ꎬ腔体电容器系统与激励源可以处于谐振状态ꎬ从而在腔体内部产生较强的分布性磁场ꎬ用于为电气设备传输能量ꎮ当给腔体施加激励并处于谐振状态时ꎬ电磁场的分布情况如图２所示ꎮ激励源产生的电流在电容器㊁上㊁下电极㊁腔体的上㊁下表面ꎬ以及腔体侧表面组成的路径中流动ꎬ如米字型虚线所示ꎮ该电流产生的磁场环绕在电极周围ꎬ如圆形虚线所示ꎻ腔体内还存在弱电场ꎬ如腔内竖直虚线所示ꎮ腔体中的线圈接收到磁场传递的能量ꎬ便产生感应电动势ꎬ从而实现电能的无线传输ꎮ１７第３期陈希有等:用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输图２㊀准静态谐振腔表面电流和内部电磁场分布Ｆｉｇ.２㊀Ｃｕｒｒｅｎｔｏｆｓｕｒｆａｃｅａｎｄｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎｏｆｅｌｅｃｔｒｏ￣ｍａｇｎｅｔｉｃｆｉｅｌｄｆｏｒＱＳＣＲ２㊀准静态谐振腔特性分析２.１㊀电磁场的分布特性根据图２所示谐振腔的对称结构可以做如下假设:４个金属立面没有水平方向电场与电流ꎬ腔体内只须考虑竖直方向的电场ꎮ进一步假设在竖直方向上电场是均匀的ꎬ或者说用电场强度平均值代替竖直方向各位置的电场ꎮ再假设在竖直金属立面上电场为０(用理想导体来近似)ꎬ并参照谐振腔电场分布ꎬ正弦稳态下ꎬ准静态谐振腔电场分布近似描述如下:Ｅｘ＝０ꎻＥｙ＝０ꎻＥｚ＝Ｅ０ｓｉｎ(πａｘ)ｓｉｎ(πｂｙ)ｃｏｓ(ωｔ)ꎮüþýïïïï(１)其中:Ｅ０代表在腔体中心位置处ｚ轴方向的电场强度ꎬ它也是电场随ｘ㊁ｙ坐标变化的幅值ꎻ０<ｘ<ｂꎬ０<ｙ<ａꎮ再根据图２ꎬ４个金属立面的电流方向为竖直方向ꎬ所以它们内边界的磁场近似只有与立面以水平方向相切的分量ꎬ腔体内的磁场也只有水平方向ꎬ即ｘ㊁ｙ方向的分量ꎬ无竖直方向分量ꎮ合成磁场环绕腔体电极中心ꎮ因此ꎬ参照谐振腔磁场分布ꎬ准谐振腔体内的磁场可以近似描述如下:Ｈｘ＝πＥ０ωμ０ｂｓｉｎ(πａｘ)ｃｏｓ(πｂｙ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎻＨｙ＝－πＥ０ωμ０ａｃｏｓ(πａｘ)ｓｉｎ(πｂｙ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎻＨｚ＝０ꎮüþýïïïïïï(２)２.２㊀磁通及感应电动势的计算当接收线圈平面法线与磁场平行ꎬ且线圈尺度不大以至于线圈内的磁场可以认为处处均匀时ꎬ某些特殊位置处ꎬ通过半径为ｒ的线圈磁通可以简单计算如下:１)在ｘ＝ａ/２处ꎮ由式(２)中Ｈｘ的表达式可得ϕ(ｙꎬｔ)＝Ｂπｒ２＝μ０Ｈｘπｒ２＝π２Ｅ０ｒ２ωｂｃｏｓ(πｂｙ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎮ(３)式中ｙ代表线圈圆心的ｙ轴坐标值ꎮ２)在ｙ＝ｂ/２处ꎮ由式(２)中Ｈｙ的表达式可得ϕ(ｘꎬｔ)＝Ｂπｒ２＝μ０Ｈｙπｒ２＝－π２Ｅ０ｒ２ωａｃｏｓ(πａｘ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎮ(４)式中ｘ代表线圈圆心的ｘ轴坐标值ꎮ３)在任意位置处ꎮ先计算总磁感应强度为Ｂ＝μ０Ｈ２ｘ＋Ｈ２ｙꎮ(５)再设圆形接收线圈法线与磁场之间夹角为θꎬ则穿过线圈的磁通为ϕ(ｘꎬｙꎬｚꎬｔ)＝Ｂπｒ２ｃｏｓθꎮ(６)有了上述各种情况的磁通ꎬ便可通过电磁感应定律计算线圈中的感应电动势ꎮ例如ꎬ在ｘ＝ａ/２平面内ꎬ感应电动势为ｅ１(ｙꎬｔ)＝－Əϕ(ｙꎬｔ)Əｔ＝π２Ｅ０ｒ２ｂｃｏｓ(πｂｙ)ｃｏｓ(ωｔ)ꎮ(７)同理可以计算在其他位置产生的感应电动势ꎮ当接收线圈为ｎ匝时ꎬ将每匝线圈的感应电动势求和即为总的感应电动势ꎮ或者用半径为各匝线圈半径平均值ｒ的线圈磁通的ｎ倍近似计算如下:ｅ(ｙꎬｔ)＝ｎｅ１(ｙꎬｔ)＝ｎπ２Ｅ０ｒ２ｂｃｏｓ(πｂｙ)ｃｏｓ(ωｔ)ꎮ(８)利用该感应电动势和线圈及负载参数ꎬ可以计算负载接收的有功功率㊁负载电压ꎬ以及线圈功率损耗ꎮ这些都属于基本的电路问题ꎬ此处从略ꎮ２.３㊀谐振腔功耗分析将准谐振腔用于无线电能传输时ꎬ有必要分析该谐振腔的功率损耗(不再视为理想导体)ꎮ计算损耗需要电流密度ꎮ根据安培定律ꎬ可以用腔体表面磁场的切向分量Ｈτ来表达电流密度ꎬ并用下式来计算某个面的功率损耗:Ｐｓｕｒ＝１２ρ∬Ｓ｜Ｈτ｜２ｄＳꎮ(９)２７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀其中ρ是考虑腔体表面趋肤效应时的电阻率(参见电磁场教材有关趋肤效应的叙述)ꎬ即ρ＝ωμ２σꎮ(１０)其中σ表示腔体表面材料的电导率ꎮ考虑相对的两个表面损耗相同ꎬ所以整个腔体表面损耗的一般计算公式是Ｐ＝ρ[ʏｈ０ʏｂ０｜Ｈｙ｜２ｘ＝０ｄｙｄｚ＋ʏｈ０ʏａ０｜Ｈｘ｜２ｙ＝０ｄｘｄｚ＋ʏｂ０ʏａ０(｜Ｈｘ｜２＋｜Ｈｙ｜２)ｄｘｄｙ]ꎮ(１１)经计算得Ｐ＝ρ２π２Ｅ２０ω２μ２０[ｂｈａ２＋ａｈｂ２＋ａ２ｂ＋ｂ２ａ]ꎮ(１２)由上式可知ꎬ准静态谐振腔损耗除了与表面材料电阻率和腔体尺寸参数有关外ꎬ还与工作角频率密切相关ꎮ在Ｅ０不变的条件下ꎬ提高工作频率可以显著降低准静态谐振腔损耗ꎮ２.４㊀传输最大功率时的效率分析本文着眼于传输最大功率ꎬ最大限度满足用电设备对传输功率的需求ꎮ当负载电阻与线圈电阻相等时ꎬ负载可以获得最大功率(线圈的感抗已用串联电容完全补偿)ꎮ从分析效率的角度ꎬ可以将腔体用具有输入输出功能的二端口网路来表示ꎬ如图３所示ꎮ该二端口网络的损耗为式(１２)计算的总损耗Ｐꎮ由于负载与接收线圈流过相同电流ꎬ根据电路理论ꎬ系统传输最大功率时的传输效率可按下式计算:ηｍａｘ＝(Ｐｃｏｉｌ＋Ｐｌｏａｄ)Ｐ＋(Ｐｃｏｉｌ＋Ｐｌｏａｄ)ＲｌｏａｄＲｃｏｉｌ＋Ｒｌｏａｄꎮ(１３)图３㊀计算传输效率的等效电路Ｆｉｇ.３㊀Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔｆｏｒｃａｌｃｕｌａｔｉｎｇｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ３㊀仿真研究仿真中使用与实际构造的准静态谐振腔一样的尺度㊁材料和元器件参数ꎬ如表１所示ꎮ表１㊀实验用准谐振腔主要参数Ｔａｂｌｅ１㊀ＰａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆＱＳＣＲｉｎｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ㊀㊀㊀参数数值ＱＳＣＲ长ａ/ｍ２.２０ＱＳＣＲ宽ｂ/ｍ２.０８ＱＳＣＲ高ｈ/ｍ１.１２工作角频率ω/(ｒａｄ/ｓ)９.７４ˑ１０６表面电导率σ/(Ｓ/ｍ)２.７ˑ１０７真空磁导率μ０/(Ｈ/ｍ)４πˑ１０－７接收线圈匝数ｎ/匝５２接收线圈半径ｒ/ｍ０.０８负载电阻Ｒｌｏａｄ/Ω１０接收线圈内阻Ｒｃｏｉｌ/Ω１０仿真任务是研究接收线圈位置与传输功率的关系ꎮ线圈位置包括:距电极的水平距离Ｄ(简称传输距离)㊁距底面高度Ｈ㊁自转角度Φ和公转角度Θꎮ其中ꎬ自转角度表示接收线圈围绕自身中心垂线旋转的角度ꎬ起始位置平行于ｙＯｚ平面ꎬ类似地球自转运动ꎻ公转角度表示接收线圈围绕电极旋转的角度ꎬ并且线圈与电极在同一平面ꎬ起始位置也平行于ｙＯｚ平面ꎬ类似地球的公转运动ꎬ如图４所示ꎮ图４㊀接收线圈的自转和公转示意图Ｆｉｇ.４㊀Ｒｏｔａｔｉｏｎａｎｄｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎｄｉａｇｒａｍｏｆｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ图５为使用ＣＯＭＳＯＬ仿真时建立的仿真模型ꎮ腔体内部放置一对电极ꎬ电极横断面长４ｃｍꎬ宽３ｃｍꎬ上㊁下电极高度分别为３６.６ｃｍ和６５.１ｃｍꎮ两电极之间接入激励和调谐电容ꎮ当调谐电容为６ｎＦ时ꎬ系统的谐振频率为１.５５ＭＨｚꎮ接收线圈初始与ｙＯｚ平面平行且与中心电极在同一平面ꎬ等效电感为１８３μＨꎬ计算得串联调谐电容为５７ｐＦꎮ接收线圈内阻的测量值为１０Ωꎬ故选择１０Ω电阻负载ꎬ以便实现阻抗匹配并获得最大功率ꎮ３７第３期陈希有等:用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输图５㊀准静态谐振腔仿真模型Ｆｉｇ.５㊀ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｏｆＱＳＣＲ用仿真得到的传输效率与水平距离Ｄ的关系㊁传输效率与接收线圈距底面高度Ｈ的关系分别如图６(ａ)㊁(ｂ)所示ꎮ按照式(１３)和表１参数所做的理论计算ꎬ系统传输效率为４８％ꎬ而仿真值平均为４２.５％ꎮ图６㊀传输效率与传输距离和接收线圈位置高度的关系Ｆｉｇ.６㊀Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｖｓｐｏｓｉｔｉｏｎｈｅｉｇｈｔｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ由图６(ａ)可见ꎬ传输距离对传输效率影响比较明显ꎬ这是因为远离电极的位置ꎬ其磁场按倒数关系减弱ꎮ因此ꎬ要获得不明显依赖传输距离的磁场ꎬ单对电极是不够的ꎮ由图６(ｂ)可见ꎬ接收线圈距底面高度对传输效率影响较小ꎬ说明磁场在竖直方向上变化较小ꎬ因而所做的均匀假设是合理的ꎬ这对无线电能传输有益ꎮ传输效率与接收线圈自转角度Φ的关系㊁与公转角度Θ的关系分别如图７(ａ)㊁(ｂ)所示ꎮ图７㊀传输效率与接收线圈自转和公转角度的关系Ｆｉｇ.７㊀Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｖｓｒｏｔａｔｉｏｎａｎｄｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ图７(ａ)表明ꎬ传输效率随自转角度按周期规律变化ꎬ周期为１８０ʎꎻ传输效率随公转角度有小幅波动ꎬ波动周期为９０ʎꎮ波动的原因是谐振腔为立方体结构ꎬ在公转过程中ꎬ接收线圈与金属腔体的距离是变化的ꎮ如果腔体是圆柱形ꎬ则可以减小波动性ꎬ但制作复杂ꎬ应用背景比较少见ꎮ４㊀实验研究图８是搭建的准静态谐振腔示范性实物模型ꎬ具体参数如表１所示ꎮ腔体表面覆盖铝箔ꎮ为了方便观察和调试ꎬ留有宽１ｍ㊁高１.１２ｍ的窗口ꎮ使用２.３５ｎＦ的电容器串联在电极之间ꎬ将系统的谐振频率调整至１.５５ＭＨｚꎮ先使用图９所示的接收线圈ꎬ它是用利兹线制成的圆盘ꎬ直径１６.７ｃｍꎬ５２匝ꎬ电感为５０.４μＨꎬ电阻为６.５Ωꎮ接收线圈通过串联２１０ｐＦ的电容ꎬ将谐振频率调整至工作频率ꎮ接收线圈输出连接到１２Ｖ㊁３Ｗ的灯珠ꎮ４７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀图８㊀准谐振腔无线电能传输系统实物构造Ｆｉｇ.８㊀ＦａｂｒｉｃａｔｉｏｎｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｂａｓｅｄｏｎＱＳＣＲ图９㊀接收线圈结构之一Ｆｉｇ.９㊀Ｏｎｅｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌｓｔｒｕｃｔｕｒｅ维持发射电源电压为２０Ｖ㊁频率为１.５５ＭＨｚꎬ将接收线圈在腔体中移动ꎬ模拟移动设备在三维空间的不同位置㊁不同状态ꎬ分析传输功率的变化ꎮ实验时ꎬ利用自制的电压㊁电流无线测量模块ꎬ将接收的负载电压㊁电流以及功率的测量值ꎬ显示在腔体外的手机上ꎮ４.１㊀传输功率与接收线圈位置的关系参照仿真内容ꎬ这里分４种情况ꎮ１)传输功率与传输距离的关系ꎬ自转角为参变量ꎮ接收线圈放置在离底面４０ｃｍ的位置并逐渐从电极向外沿水平方向移动ꎬ使用３种自转角度:０㊁４５ʎ和９０ʎꎬ观察传输功率与传输距离的关系ꎬ如图１０所示ꎮ由图１０可见ꎬ在各种自转角度下ꎬ传输功率随传输距离的增加总体上减小ꎮ但当接收线圈自转角度为０即与电极处于同一平面时ꎬ在任何距离处ꎬ接收到的功率都最大ꎬ靠近电极时可达６Ｗ(用示波器计算电压与电流的乘积ꎬ再计算乘积波形的平均值ꎬ即为平均功率)ꎮ这是因为磁场是环绕电极的ꎬ所以自转角度为０时ꎬ磁场与接收线圈平面垂直ꎬ磁通量最大ꎮ磁场在同一距离处ꎬ当自转角从０到９０ʎ增加时ꎬ传输功率逐渐减小ꎮ图１０㊀传输功率与传输距离Ｄ的关系Ｆｉｇ.１０㊀ＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｏｆｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｔｒａｎｓｆｅｒｄｉｓｔａｎｃｅＤ实验中ꎬ测得系统传输效率最大为３８％ꎬ因为腔体㊁接收线圈都存在一定的损耗ꎮ２)传输功率与高度关系ꎬ传输距离为参变量ꎮ将接收线圈放置在距离电极中心１０ｃｍ处ꎬ并将其从腔体底面向上移动ꎬ观察传输功率与距底面高度Ｈ的关系ꎬ如图１１所示ꎮ图１１㊀传输功率与接收线圈距地高度Ｈ关系Ｆｉｇ.１１㊀ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｐｏｓｉｔｉｏｎｈｅｉｇｈｔＨｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ接收线圈在不同高度处测得系统传输功率变化很小ꎬ说明磁场在高度方向上很均匀ꎮ而在不同传输距离时ꎬ传输功率随传输距离的增大而降低ꎬ这与仿真图６(ａ)的结论是一致的ꎮ３)传输功率与自转角度关系ꎬ传输距离为参变量ꎮ５７第３期陈希有等:用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输将接收线圈置于４０ｃｍ高度处ꎬ且距离电极中心４６ｃｍꎬ使其做自转运动ꎬ观察传输功率与自转角度Φ的关系ꎬ如图１２所示ꎮ图１２㊀传输功率与接收线圈自转角度Φ的关系Ｆｉｇ.１２㊀ＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｏｆｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｒｏｔａｔｉｏｎａｎｇｌｅΦｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ实验结果表明ꎬ旋转一周ꎬ接收功率与自转角度关系有两个极大值点ꎬ分别对应０和１８０ʎꎮ这是因为在这两个角度下ꎬ接收线圈平面与磁场垂直ꎬ因而磁通变化最大ꎮ当接收线圈在电极附近时ꎬ接收线圈收到的功率最大为４Ｗꎬ最小为１Ｗꎬ可以满足小功率用电负载需求ꎮ４)传输功率与公转角度的关系ꎬ传输距离为参变量ꎮ将接收线圈置于４０ｃｍ高度处ꎬ且距离电极中心４６ｃｍꎬ观察传输功率与公转角度Θ的关系ꎬ如图１３所示ꎮ图１３㊀传输功率与接收线圈公转角度Θ的关系Ｆｉｇ.１３㊀ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎａｎｇｌｅΘｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ图１３中每条曲线对应公转一周ꎬ各曲线均存在４个极大值点ꎬ对应的公转角度分别为０㊁９０ʎ㊁１８０ʎ和２７０ʎꎮ每条曲线波动的幅度很小ꎬ表明公转角度对传输功率影响甚微ꎮ实验中ꎬ当接收线圈在电极附近时ꎬ接收功率为４.１Ｗꎮ４.２㊀准静态谐振腔为手机无线充电实验按照普通手机大小ꎬ用ＰＣＢ技术重新制作了接收线圈ꎮ该线圈的线宽为０.５１ｍｍꎬ单层线圈ꎮ在ＰＣＢ的另一面连接了整流㊁稳压电路ꎬ如图１４所示ꎮ经测ꎬ线圈电感为１６７μＨꎬ电阻为７.４Ωꎮ针对１.５５ＭＨｚ的工作频率ꎬ串联调谐电容为６２ｐＦꎮ图１４㊀手机无线充电用ＰＣＢ线圈结构Ｆｉｇ.１４㊀ＰＣＢｃｏｉｌａｐｐｌｉｅｄｆｏｒｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒｏｆｍｏｂｉｌｅｐｈｏｎｅ图１５为手持智能手机进行动态无线充电实验场景ꎮ为了看清充电现象ꎬ实验时将手机与接收线圈分开放置ꎮ当接收线圈平面与磁场垂直时ꎬ充电效果最好ꎻ而当接收线圈自转９０ʎꎬ变成与磁场平行时ꎬ充电效果最差ꎮ手机在电极附近ꎬ且发射电源输出电压为２０Ｖ时ꎬ输入电流为０.７Ａꎬ手机接收功率５Ｗꎬ传输效率最高ꎬ约３５.７％ꎮ将手机逐渐远离电极中心ꎬ直到最远位置ꎬ将发射电源电压增加到５０Ｖꎬ仍可以为手机供电ꎬ此时输入电流为１.７Ａꎮ因此ꎬ通过调节系统输入功率ꎬ准静态谐振腔的供电范围可以覆盖整个腔体ꎮ图１５㊀手机动态无线充电实验现场Ｆｉｇ.１５㊀Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓｉｔｅｏｆｍｏｂｉｌｅｐｈｏｎｅｄｙｎａｍｉｃｗｉｒｅｌｅｓｓｃｈａｒｇｉｎｇ６７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀５㊀结㊀论同基于线圈的磁场耦合式ＷＰＴ和基于极板的电场耦合式ＷＰＴ技术相比ꎬ准静态谐振腔式ＷＰＴ技术ꎬ可以在较大的空间内产生某种较均匀磁场ꎬ便于为空间运动的设备动态无线充电ꎮ本文分析了立方体准静态谐振腔电磁场分布ꎬ以及腔体表面损耗ꎮ分别利用仿真和实验ꎬ观察了传输效率及传输功率与传输距离㊁接收线圈高度㊁接收线圈的自转角度㊁公转角度的关系ꎮ传输距离和接收线圈自转角度对传输效果影响较大ꎮ利用准谐振腔实现了手持手机的动态无线充电ꎮ本文研究的准静态谐振腔式ＷＰＴ技术还很初级ꎬ使用一对电极ꎬ只能产生一种环形磁场ꎮ虽然在较大空间可以接收磁场能量ꎬ但需要接收线圈平面与电极平行ꎬ这给使用带来不便ꎮ如果增加电极对数ꎬ例如三对ꎬ并使它们相互垂直且比较隐蔽ꎬ它们分别产生绕自身旋转的磁场ꎮ根据叠加原理ꎬ接收线圈的感应电动势ꎬ等于这３个磁场单独存在时产生感应电动势的叠加ꎬ这样就不要求接收线圈保持严格的方向性ꎮ在较大空间范围内用准静态谐振腔无线传输电能ꎬ传输效率虽然偏低ꎬ但手机等便携设备本身的耗电量很小ꎬ低效率并不会带来能量的明显浪费ꎮ在电能日益丰富的未来ꎬ方便性更胜于传输效率ꎮ另外ꎬ当接收设备增多时ꎬ传输效率可以随之提高ꎮ参考文献:[１]㊀薛明ꎬ杨庆新ꎬ章鹏程ꎬ等.无线电能传输技术应用研究现状与关键问题[Ｊ].电工技术学报ꎬ２０２１ꎬ３６(８):１５４７.ＸＵＥＭｉｎｇꎬＹＡＮＧＱｉｎｇｘｉｎꎬＺＨＡＮＧＰｅｎｇｃｈｅｎｇꎬｅｔａｌ.Ａｐｐｌｉｃａ￣ｔｉｏｎｓｔａｔｕｓａｎｄｋｅｙｉｓｓｕｅｓｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ[Ｊ].ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙꎬ２０２１ꎬ３６(８):１５４７.[２]㊀李阳ꎬ石少博ꎬ刘雪莉ꎬ等.磁场耦合式无线电能传输耦合机构综述[Ｊ].电工技术学报ꎬ２０２１ꎬ３６(Ｓ２):３８９.ＬＩＹａｎｇꎬＳＨＩＳｈａｏｂｏꎬＬＩＵＸｕｅｌｉꎬｅｔａｌ.Ｏｖｅｒｖｉｅｗｏｆｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｕ￣ｐｌｉｎｇｍｅｃｈａｎｉｓｍｆｏｒｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒ[Ｊ].ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙꎬ２０２１ꎬ３６(Ｓ２):３８９. 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基才磁性液体的艺术字展示装置研制

ｎｕｍｂｅｒ，ｈｅｉｇｈｔａｎｄｉｎｔｅｒｖａｌｏｆｓｐｉｋｅｓ．Ｉｔｉｓｕｓｅｆｕｌｔｏｅｎｈａｎｃｅｆｕｒｔｈｅｒｒｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｈｅｓｔｒｕｃｔｕｒａｌｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎａｎｄｔｈｅｉｎｔｅｒｆａ — ｃｉａｌｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｙＯｆｔｈｅｍａｇｎｅｔｉｃｆｌｕｉｄ艺术字展示装置研制
＊
许引航，孙峤
（大连大学建筑工程学院纳米磁性液体研发工作室，辽宁大连１１６６２２）
摘要：利用自行研制的磁性液体进行艺术字字模、展示台、磁铁升降系统、电动机传动装置、电气控制部分等的设计和加工，并且利用磁性液体场致界面不稳定性，研制出磁性液体艺术字展示装置。将该装置接通电源后，在磁场作用下４个艺术汉字将依次瞬间动态呈现。在呈现过程中，磁性液体逐渐突起的尖峰个数、高度、间距均与永磁场之间存在规律性的变化，这种变化规律将启示观察者进一步研究神奇
ｔａｂｌｅ，ｌｉｆｔｉｎｇｓｙｓｔｅｍｏｆｍａｇｎｅｔ，ｅｌｅｃｔｒｉｃｍｏｔｏｒｄｒｉｖｅａｐｐａｒａｔｕｓ，ｅｌｅｃｔｒｉｃｍｏｔｏｒｄｒｉｖｅｐａｒｔａｎｄｓｏｏｎｈａｖｅｂｅｅｎｄｏｎｅ，ａｎｄｂｙ

阵列宽带集成光电收发模块

㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀空间电子技术SPACE ELECTRONIC TECHNOLOGY㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀2020年第4期阵列宽带集成光电收发模块①张志珂,刘建国,韩雪妍,赵泽平∗(中国科学院半导体研究所,北京㊀100083)㊀㊀摘㊀要:文章提出一种应用于光载无线通信系统的阵列集成宽带收发模块,具有宽频带㊁高线性度㊁低损耗等优良性能㊂重点介绍了光收发模块的整体结构设计,包括高频管壳结构设计㊁微波电路设计㊁光学结构设计等㊂基于三维微波电路结构,实现了四通道阵列收发模块的混合集成研制,其级联-3dB带宽均达到18GHz以上,在DC-18GHz带宽内反射损耗均在-10dB以下,输入1dB压缩点达19dBm,无杂散动态范围为110dB㊃Hz2/3㊂关键词:宽带收发模块;混合集成;三维微波电路结构中图分类号:TN.913.7㊀㊀㊀文献标识码:A㊀㊀㊀文章编号:1674-7135(2020)04-0094-08D O I:10.3969/j.issn.1674-7135.2020.04.013Broadband Array Integrated Optical Transceiver ModulesZHANG Zhike,LIU Jianguo,HAN Xueyan,ZHAO Zeping∗(Institute of Semiconductors,Chinese Academy of Sciences,Beijing㊀100083,China)Abstract:This paper proposes an array integrated broadband transceiver module for optical carrier wireless communica-tion system,which has excellent performance such as wide frequency band,high linearity and low loss.This article intro-duces the overall structural design of the optical transceiver module,including the design of high-frequency package struc-ture,microwave circuit design,optical structure design,etc.Based on the three-dimensional microwave circuit structure, the hybrid integration of the four-channel array transceiver module is developed.The cascaded-3dB bandwidth of the array transceiver module reaches more than18GHz,and the reflection loss in the DC-18GHz bandwidth is below-10dB.The in-put1dB compression point reaches19dBm,and the spurious-free dynamic range is110dB/Hz2/3.Key words:Broadband transceiver module;Hybrid-integration;Three-dimensional microwave circuit structure0㊀引言宽带光收发模块作为光通信系统中的核心部件,其性能直接决定了光通信系统中信号的传输质量㊂宽带光收发模块在光载射频(ROF)系统㊁无线通信以及波分复用无源光网络中被广泛应用㊂ROF 技术不仅可以解决高频信号的传输问题,而且还可以有效降低基站建设的成本和复杂程度,ROF技术将传统基站结构改为分布式结构,基站与中心站之间用光纤传输高频的射频信号,系统远端射频单元直接接收来自主基站的射频信号,由于光载波承载的是可直接通过天线发射的射频信号,因此系统不再属于传统的数字光纤通信系统,而是一种模拟通信系统[1]㊂系统只需将射频信号直接放大后经天线发射出去,不需要数字化处理㊁数模转换以及上变频等操作,可大大简化远端射频单元结构,降低系统成本㊂相比于传统的数字光纤链路,模拟光纤链路对器件㊁模块的性能要求更为苟刻,目前仍存在以下三方面的制约:49①收稿日期:2020-06-08;修回日期:2020-07-29㊂基金项目:国家重点研发计划(编号:2019YFB2203700);国家杰出青年科学基金(编号:61625504)㊂作者简介:张志珂(1990 ),博士/助理研究员,硅基光电子器件混合集成研究㊂E-mail:zkzhang@ 通讯作者∗:赵泽平(1990 ),博士/助理研究员,宽带光电子混合集成研究㊂E-mail:zzp@一是高性能宽带光收发模块的国产化,目前ROF系统中所用的高性能核心器件完全依赖进口,其进一步推广必将受到国外的限制;二是目前ROF 系统完全采用分立式光电模块,系统成本以及能耗非常高,无法满足高质量绿色通信的要求;三是与常规的光纤通信系统不同,模拟ROF系统所用光电子器件需要支持多制式㊁宽频带㊁多载波信号的传输,因此对低成本㊁高性能的模拟光收发模块的封装与设计提出前所未有的挑战㊂基于上述制约,迫切需要实现宽频带㊁集成化㊁高性能的模拟宽带收发组件的自主可控及集成化研制㊂图1㊀阵列收发模块,(a)10ˑ10Gb/s混合集成模块实物图;(b)8ˑ12.5Gb/s模块实物图;(c)4ˑ25Gb/s模块结构示意图;(d)四通道发射模块示意图Fig.1㊀Array Transceiver Module,(a)the Photograph of10ˑ10Gb/s Hybrid-integrated Module;(b)the Photograph of8ˑ12.5Gb/s Module;(c)the Structure Diagram of4ˑ25Gb/s Module;(d)the Schematic Diagram of Four-channel Transmitter Module㊀㊀阵列集成化光通信模块凭借集成化㊁小体积㊁低功耗的优势一直是国内外科研工作者的研究热点[2-3]㊂2014年,韩国电子通信研究院研制出一个10ˑ10Gb/s的激光器阵列模块,该模块将分布反馈激光器阵列芯片㊁阵列波导光栅(AWG)㊁柔性电路板(FPCB)等元件进行混合集成,如图1(a)所示,实现了边模抑制比大于45dB,10Gb/s速率下消光比大于4.4dB的性能[4]㊂同年,中国科学院半导体所研制出八通道的蝶形封装直调激光器,如图1(b)所示㊂该模块每个通道的边模抑制比均超过40dB,-3dB带宽均达到10GHz以上,并实现了8ˑ12.5Gb/ s的数据传输[5]㊂此模块的不足之处在于射频信号和直流偏置的传输路径一样,偏置电流需要经过匹配电阻,从而增加了系统的产热量和功耗㊂日本NTT公司在2016年开发出一个紧凑型混合集成的光发射模块,它是由四个电吸收调制集成分布式反馈激光器㊁阵列波导光栅㊁温控电路等构成,如图1 (c)所示㊂为实现激光器与阵列波导光栅间的高效耦合,在激光器芯片上集成有模斑变换结构,模块-3dB带宽达14GHz,并实现了4ˑ25Gb/s的数据传输[6]㊂2018年,中科院半导体所报道了一款超紧凑,低成本的四通道发射器光学组件模块,其内部如图1(d)所示㊂该模块包括阵列波导光栅㊁透镜阵列㊁直调激光器芯片阵列以及高频传输线等,基于该模块实现了总容量112Gb/s数据传输[7]㊂然而,上述集成光收发模块的研究主要是针对592020年第4期张志珂,等:阵列宽带集成光电收发模块数字高速光纤通信系统的应用,关注的性能指标为传输速率㊁误码率㊁灵敏度㊁消光比等指标;而针对模拟ROF 系统等应用的阵列集成宽带光电收发模块的报道较少,模拟系统重点关注的性能指标是带宽㊁幅度平坦度㊁无杂散动态范围㊁链路增益等指标㊂本文着重针对模拟通信系统中的光电收发模块进行研究和性能优化,主要研究指标包括带宽㊁幅度平坦度㊁无杂散动态范围等㊂本文首先对介绍了阵列收发光模块的整体结构设计,然后重点对高频阵列管壳㊁三维微波电路㊁光学耦合等结构进行优化设计,最后对所研制的收发模块进行带宽㊁幅度平坦度㊁链路增益㊁无杂散动态范围等性能指标测试㊂1㊀四通道阵列宽带收发模块1.1㊀宽带收发模块结构设计四通道宽带阵列光收发模块内部结构如图2所示,通过采用三维立体微波电路结构实现阵列化混合集成㊂光发射模块主要由激光器阵列芯片㊁三维立体微波电路结构㊁双透镜加隔离器阵列光学耦合结构㊁温控电路及高频管壳等五大部分构成㊂激光器阵列与激光器射频电路共用一个热沉垫块,热沉下装有温度控制器(Temperature Controller,TEC),对激光器芯片的工作温度进行稳定控制㊂相比于光发射模块,光接收模块的整体结构设计相对简单一些,其不包括激光器所需要的电流驱动电路和制冷电路,光接收模块主要由探测器阵列芯片㊁三维立体微波电路结构㊁射频旋转电路㊁阵列光纤等四部分构成㊂激光器芯片与探测器芯片微组装间隔均为2mm;光收发模块均采用蝶形外壳封装结构,体积为23mm ˑ17mm ˑ9.8mm;其两侧为DC 引脚,为激光器提供偏置电流或为探测器提供偏置电压,间隔为3mm;外壳前端的高频引脚需要经过特殊设计,用于射频信号的输入与输出,收发模块的重量约为36g,功耗分别约为0.5W㊂图2㊀(a )收发模块结构组成;(b )阵列发射模块结构示意图;(c )阵列接收模块结构示意图Fig.2㊀(a )Structure composition diagram of Transceiver Module ;Schematic diagram of the ;(b )Array Transmitter Module ;(c )Array Receiver Module㊀㊀对于多通道光电收发模块的封装设计而言,需要着重解决高频传输线的密集排列所引入的串扰问69空间电子技术2020年第4期题,温度传感控制方面的问题以及小型化与耦合占用空间相矛盾的问题㊂因此,需要从电学连接㊁温度传感与控制以及光学耦合等多方面进行综合考虑,并对其进行优化设计以实现模块功能的完整与稳定㊂下面,将从管壳结构设计㊁微波电路设计和光耦合设计等几个方面详细介绍㊂1.1.1㊀阵列高频管壳设计阵列光收发模块管壳采用多层陶瓷结构作为信号馈入的通道,如图3所示㊂陶瓷结构共有4层介质板,第一层㊁第四层陶瓷基片上的微带电路均采用类似共面波导的地-信号-地(GSG)结构,分别作为高频信号的输入㊁输出端口,第二层㊁第三层陶瓷基片则为信号传输提供通道,第二层陶瓷基片的上表面制备了金属的信号电极,该电极与两层陶瓷基片形成了类似带状线的结构,第二层与第三层陶瓷通过金属过孔连接㊂射频信号由上/下表面传输线输入,经过两个金属过孔和一段带状线,直到下/上传输线的对应单元输出㊂为减小阻抗不连续引起的反射,GSG㊁过孔㊁带状线均设计阻抗匹配,同时为实现接地屏蔽优化,多层结构中的所有地电极均通过金属化过孔串联到一起,从而减小了信号的泄露㊂对设计的穿墙结构进行高频特性模拟仿真,图4显示了穿墙结构单元的频率特性㊂由图4可以看到,-3dB达到40GHz,但是由于反射响应在32GHz处超过了-10dB,所以该穿墙结构的有效带宽也被限制在32GHz㊂(a)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀(b)图3㊀多层陶瓷结构示意图,(a)侧视图;(b)剖面图Fig.3㊀Schematic Diagram of the Multilayer Ceramic Structure,(a)Side View;(b)Cross-sectionalView(a)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀(b)图4㊀穿墙结构的高频特性,(a)S21传输特性;(b)S11反射特性Fig.4㊀High frequency Characteristics of Through-wall Structure,(a)S21Transmission Characteristics;(b)S11Reflection Characteristics1.1.2㊀高频微波电路设计作为信号传输链路的重要组成部分,高频电路的设计显得尤为重要,在设计中需要考虑微波模场转换㊁阻抗匹配等问题㊂本文研制模块中的微带电路基于共面波导结构,采用氮化铝衬底基板,其相对介电常数为8.7㊂为了获得最佳的传输性能,共面波导传输线需要保证特征阻抗的连续性和匹配性㊂共面波导传输线的特征阻抗由信号线宽度和信号线与地线之间沟道宽度的比值决定㊂在小型化模块封装中,微波电路包含射频传输线和直流驱动电路两部分,电路板可用的空间是十分有限的,因此众多元器件的微组装很容易引起信号串扰㊂在模拟光子链79 2020年第4期张志珂,等:阵列宽带集成光电收发模块路中,通道射频隔离度是非常重要的一个指标㊂借鉴于传统微波收发组件中通过物理隔离降低相邻通道串扰的方案,针对所研制的光收发模块提出了三维微波电路结构,将电路板设计成双层结构㊂直流电路设计在上层板,射频电路设计在下层板,将射频信号和直流部分在物理空间上进行分离,通过这种设计可以加宽射频信号线间的距离,从而降低信号的串扰㊂(a)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀(b)图5㊀三维微波电路结构示意图(a)阵列发射模块;(b)阵列接收模块Fig.5㊀Schematic of three-dimensional Microwave Circuit Structure(a)Array Transmitter Module;(b)Array ReceiverModule图6㊀(a)微带线传输曲线;(b)微带线串扰测试曲线Fig.6㊀(a)Transmission Curve and;(b)Electrical Crosstalk of the Microstrip Line for Transmission Module㊀㊀阵列收发模块的三维微波电路结构如图5所示㊂对于光发射模块,上层电路板上设有隔直电感,既可以过滤掉偏置电流的高频噪声,还有效的防止射频信号的泄露,且直流信号不经过匹配欧姆电阻,可以有效减少热量的产生,降低器件的功耗㊂激光器芯片放置在下层电路板的射频电路终端(红色区域),每一路射频信号线末端串联了匹配电阻(蓝色区域)以实现50欧姆阻抗匹配㊂对于阵列接收模块,上层电路板为探测器芯片提供反向偏置电压,每一路直流信号线上均串联一个薄膜电阻,该薄膜电阻用来调节探测器芯片的静态工作偏置点㊂在直流信号线正极与地电极之间通常还会并联一个电阻,用以滤除偏置电压中的高频信号噪声㊂下层电路板同样为射频过渡传输线,它将光电探测器产生的光生电流信号传递到管壳外部,在芯片附近设置有旁路电容,接收模块通过并联50欧姆电阻的形式实现阻抗匹配㊂光电芯片与射频电路的连接以及上下电路板之间的连接均是通过金丝键合的方式,金丝直径为25μm㊂此外,为降低通道间的信号串扰,将多路传输线的地线进行连接,结合侧面金属化结构,将整个射频传输线所有的地连在一起,形成一体化共地结构,可以有效实现对电磁场的约束㊂对发射模块的微带线进行了传输性能测试,结果如图6所示,可以看到四路传输线一致性良好,且-3dB带宽均达到28GHz以上,相邻信道间的串扰优于-30dB㊂1.1.3㊀光学耦合结构设计光耦合,本质上是实现模场在芯片与光纤之间的模式匹配,其匹配程度一般用耦合效率表征㊂在模拟光子链路中,较低的耦合效率会降低光发射器89空间电子技术2020年第4期件的量子效率与光接收器件的响应度,进而影响到发射信号的光信噪比与接收灵敏度,降低系统工作动态范围㊂因此,高效光耦合结构的设计非常重要㊂所研制的光收发模块中激光器芯片以2mm的间距被烧结在氮化铝载体上形成阵列㊂由于激光器工作距离较大,自由度较高,调整的容忍度也高,因此采用双透镜加隔离器的方式进行光学耦合㊂对于光发射模块,激光器在正常的工作状态下,通过多维调控平台控制各元件与激光器芯片的相对位置,同时对耦合输出光功率进行实时监测,待其达到最大值后固定各元件完成耦合过程㊂该耦合方案的耦合效率可以达到75%以上㊂对于光接收模块,需要对每路探测器的输出光电流进行监测,待其达到最大值时进行点胶固化㊂在固化过程中,紫外灯照射的强度㊁时间和距离都会对光纤的最终固化强度产生影响㊂若应力没有充分释放,光纤会发生偏移,此时需要再次进行三维调节找最大值,反复几次后才能完成光纤固定㊂1.1.4㊀激光器和探测器芯片参数设计激光器芯片和探测器芯片是实现光电收发模块的核心,采用的激光器芯片为1310波段AlGaInAs 型,探测器芯片为InGaAs InP PIN垂直入射结构,其详细参数如表1所示㊂表1㊀芯片性能参数Toble1㊀Performance parameter序号激光器芯片参数激光器芯片性能探测器芯片参数探测器芯片性能1工作电流55mA工作电压3V2工作波长1270nm;1290nm;1310nm;1330nm工作波长1260-1620nm 3边摸抑制比45dB响应度0.8A/W 4-3dB带宽20GHz-3dB带宽20GHz 5阈值电流15mA暗电流5nA2㊀宽带收发模块模拟性能测试对四通道阵列光收发模块进行了级联带宽测试,利用两个500um间距的GSG探针分别对激光器每个通道输入射频信号,同时在相应通道探测器输出引脚接收射频信号,采用ROHDE&SCHWARZZVA40矢量网络分析仪对收发模块进行级联带宽测试,图7(a)为级联带宽测试结果,收发模块所有通道的3dB响应带宽均达到18GHz以上,满足Ku 波段的需求,且具有良好的一致性㊂工作频率范围的带内平坦度基本都在3dB以内㊂图7(b)是测得收发模块其中一个通道在18GHz下的背靠背和传输25km后的1dB压缩点,约为19dBm㊂传输前后,系统1dB压缩点未发生明显变化,但功率衰减较严重,可通过电放大器进行补偿㊂一般情况下,1dB压缩点随调制频点的增大而减小㊂但是,由于直调激光器谐振峰的存在,使得1dB压缩点在谐振频率处的值要大于在其它频点的值㊂此外,对收发模块的无杂散动态范围进行了测试㊂测试中,选用的原始信号f1和f2的频率分别为18.03GHz和17.97GHz,三阶交调产物频率为18.09GHz和17. 91GHz㊂输入不同电功率,分别记录这几个频率下的输出电功率,通过拟合即可得到三阶交调点,如图7(c)所示㊂可以看到,在18GHz调制频点同时频偏30MHz的条件下,噪底测得为-140dBm/Hz,得到该系统的SFDR为110dB㊃Hz2/3㊂对于直调模拟微波光子链路,系统的线性度主要影响因素包括:一是调制后的直调激光器由于啁啾效应会产生噪声和非线性失真,从而恶化链路的动态范围;二是通过调控激光器和探测器的工作偏置点可以优化系统的线性度;三是优化探测器的响应度㊁饱和输入光功率也会提高链路的动态范围和增益㊂992020年第4期张志珂,等:阵列宽带集成光电收发模块(a)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀(b)(c)图7㊀收发模块性能测试,(a)级联带宽;(b)1dB压缩点;(c)无杂散动态范围的测试结果Fig.7㊀Performance Test for Transceiver Module,the Test Results of(a)Cascade Bandwidth;(b)1dB Compression Point and(c)Spurious-free Dynamic Range3㊀结论本文给出了基于三维微波电路结构的四通道阵列光收发模块集成方法,并对高频阵列管壳㊁三维微波电路㊁光学耦合等结构进行优化设计,最终实现了四通道阵列光收发模块的研制,其-3dB级联带宽均达到18GHz以上,反射损耗在DC-18GHz带宽内均在-10dB以下,并进行了收发模块的线性度测试,输入1dB压缩点达19dBm,无杂散动态范围为110dB㊃Hz2/3㊂光收发模块可应用于光载射频无线通信系统㊁波分复用无源光网络等信息系统中,具有宽频带㊁集成化㊁高线性度的优势㊂在模拟系统链路中,大带宽㊁高线性度㊁大动态范围是光收发模块的发展趋势,在未来的研究工作中,除关注其工作带宽外,需要结合其在模拟链路中的具体应用,针对线性度㊁动态范围㊁输出功率等指标作进一步研究㊂为提高信号传输系统灵敏度和信噪比,也需要开展光电芯片与其他功能芯片如半导体光放大(SOA)芯片㊁TIA芯片㊁可调光衰(VOA)芯片㊁可调延时波导等芯片的混合集成研究,解决光模场匹配㊁能量分布等科学问题,实现多功能模拟器件的开发㊂参考文献:[1]㊀Lyu Mingyang,Shi Wei,Rusch,Leslie.Silicon PhotonicSubsystem for Broadband and RoF Detection While Enab-ling Carrier Reuse[J].Optics Express,2020,10.1364/OE.391194.[2]㊀Zhao Z,Wang J,Han X,Zhang Z,Liu J.Ultra-compactfour-lane hybrid-integrated ROSA based on three-dimen-sional microwave circuit design[J].Chinese Optics Let-ters,2019,vol.17,p.030401.[3]㊀Kwon O K,Han Y T,Leem Y A,Shin J U,Lee C W,KimK S.A10ˑ10-Gb/s DFB-LD array integrated with PLC-based AWG for100-Gb/s transmission[J].PhotonicsTechnology Letters IEEE,2014,26:2177-2180. [4]㊀Kwon O K,Han Y T,Leem Y A,Shin J U,Lee C W,KimK S.A10ˑ10-Gb/s DFB-LD array integrated with PLC-based AWG for100-Gb/s transmission[J].PhotonicsTechnology Letters IEEE,2014,vol.26,pp.2177-2180.[5]㊀Wang J,Liu Y,Chen X,Liu J,Zhu pact packaging001空间电子技术2020年第4期for multi-wavelength DML TOSA[J].Chinese ScienceBulletin,2014,vol.59,pp.2387-2390.[6]㊀Ohyama T,Doi Y,Kobayashi W,Kanazawa S,TakahataK,Kanda A,et pact Hybrid Integrated100-Gb/sTransmitter Optical Sub-Assembly Using Optical Butt-Coupling Between EADFB Lasers and Silica-Based AWGMultiplexer[J].Journal of Lightwave Technology,2016,vol.34,pp.1038-1046.[7]㊀Zhang Zhike,Liu Yu,An Junming,Zhang Yiming,ZhaoZeping,Liu Jianguo,et al.112Gbit/s transmitter opticalsubassembly based on hybrid integrated directly modula-ted lasers[J].Chinese Optics Letters,2018,vol.16,pp.87-91.1012020年第4期张志珂,等:阵列宽带集成光电收发模块。

2007-2017年全球有机发光二极管专利信息分析——基于Innography数据库

了世界各国的广泛重视，在我国，ＯＬＥＤ产业也是重点发展的战略性新兴产业，是 “８６３计划 ”中“高清晰度平板显示专项”中的重点项目。国务院《“十二五”国家战略性新兴产业发展规划》指出，在新一代信息技术产业中，电子核心基础产业要积极有序发展大尺寸薄膜晶体管液晶显示（ＴＦＴ—ＬＣＤ）、等离子显示（ＰＤＰ）面板产业，完善产业链；加快推进有机发光二极管（ＯＬＥＤ）、三维立体（３Ｄ）、激光显示等新一代显示技术研发和产业化；攻克发光二极管（ＬＥＤ）、ＯＬＥＤ产业共性关键技术
图书情报导刊
ＪＯＵＲＮＡＬＯＦＨＢＲＡＲＹＡＮＤＩＮＦＯＲＭＡＴＩＯＮＳＣＩＥＮＣＥ
２０１８年第３卷第５期
文章编号：２０９６—１１６２（２０１８）０５—００６０—０６
收稿日期：２０１８—０４—０２
２ＯＯ７— ２Ｏ１７年全球有机发光二极管专利信息分析
一基于Ｉｎｎｏｇｒａｐｈｙ数据库
中图分类号：Ｇ３０６
文献标识码：Ａ
１９８７年，美籍华裔教授邓青云发现了有机发光二提升核心基础硬件供给能力方面，实现主动矩阵有机
极管材料，并预言其必然成为显示技术的核心。有机发发光二极管（ＡＭＯＬＥＤ）、超高清（４８Ｋ）量子点液晶显
ＩＰＣ类目、专利未来到期趋势、专利强度和中国ＯＬＥＤ主要专利申请人的
竞争力，宏观揭示了ＯＬＥＤ创新技术发展和研发力量布局、我国ＯＬＥＤ产

用于高效能量充电的无线电力发送设备[发明专利]

专利名称：用于高效能量充电的无线电力发送设备专利类型：发明专利
发明人：权义根,金尚骏,尹胜槿,高永锡,朴恃弘
申请号：CN201810371464.1
申请日：20140325
公开号：CN108599279A
公开日：
20180928
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：公开一种用于高效能量充电的无线电力发送设备。

所述无线电力发送设备包括：谐振器，被构造为发送电力；供电单元，被构造为将电力提供给谐振器；第一开关单元，被构造为将谐振器连接到供电单元，和断开谐振器与供电单元的连接；控制器，被构造为基于施加到供电单元的输入电阻器的电压来控制第一开关单元。

申请人：三星电子株式会社,檀国大学校产学协力团
地址：韩国京畿道水原市
国籍：KR
代理机构：北京铭硕知识产权代理有限公司
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具有五陷波的超宽带天线设计

１天线设计
１．１超宽带天线结构设计本文提出的一种小型化超宽带陷波天线采用
ＲｏｇｅｒｓＲＴ／ｄｕｒｏｉｄ５８８０材料为介质基板，其介电常贴数为片Ｌεｆｒ添、＝宽加２度．多２为、个厚Ｗ矩度ｆ形的为槽５０，１进Ωｍ一的ｍ步。微提本带高线文了进中天行天线馈线的电使带。用宽在长和正度匹面配特性。天线正面的改进过程如图１所示。图１（ａ）为天线基础形，在此基础上添加多个矩形得到图１（ｂ），在其基础上添加半圆形得到最终天线正面辐射贴片形状图１（ｃ）。
（）。Ｌｃ＝Ｗ６＋Ｗ８＋Ｌ７＋Ｗ９＋Ｌ８ × ２
（３）
天线陷波结构如图４所示。
图４天线陷波结构
Ｆｉｇ．４Ａｎｔｅｎｎａｂａｎｄｎｏｔｃｈｓｔｒｕｃｔｕｒｅ
本文利用槽线法，在天线正面添加了一个Ｕ型槽，３个经过改造的Ｕ型槽。天线顶端的Ｕ型槽，产生了一个可以抑制国际卫星波段（４．５０～４．８０）ＧＨｚ［６］的陷波。顶部Ｕ型槽下面的第一个槽路使天线产生了ＷＬＡＮ下行波段（５．１５～５．３５ＧＨｚ）［７］的陷波。微带线的上部的槽路使得天线产生了Ｘ波段下行通信信号（７．２５～７．７５ＧＨｚ）［８］的陷波，微带线中部的槽路解决了（）、ＵＮＩＩ２ｃ５．４７０～５．７２５ＧＨｚ［９］ＷＬＡＮ上行波段（５．７２５～５．８２５）ＧＨｚ２个窄波频段的干扰。在天线正面刻蚀了４个槽路，使得该天线可以避免５个频段对其干扰。随后利用添加枝节法，在微带线两边添加对称的钩型枝节以使得天线在上行卫星系统频段（７．９～８．４ＧＨｚ）［１０］、国际电信联盟（８．０１～８．５０ＧＨ）ｚ［１１］产生陷波，能够避免这２个波段对天线带来的干扰。通过槽线法和添加枝节法完成了陷波天线［１２］，使得天线在５个频段内具有陷波，避免了７个波段对天线带来的干扰。

基于LCC的磁谐振无线电能传输发射端补偿技术

基于LCC的磁谐振无线电能传输发射端补偿技术高键鑫;吴旭升;高嵬;彭威【摘要】In order to maximize the power transmission capability of the magnetic coupling resonant wireless power transmission system, and to improve the efficiency of the whole system, a compensation circuit design method which based on LCC three order network is proposed. The proposed method, which is not affected by the receiver reflected impedance, can keep the current in the transmitter coil constant, make the design procedure of the inductive contactless power transmission (ICPT) system transmitter and receiver decoupled. In the meanwhile, a LCC compensating network mathematical model and a method of parameter design is put forward. Without adding new electronic components, by using the input fundamental current of LCC networks to compensate the input harmonic current of LCC networks, the instantaneous current value at the switching time of the high frequency inverter is reduced. Thus, zero current switching of high frequency inverter is realized, the switching loss and switching stress of the power tube is reduced, and the overall efficiency of the ICPT system is improved. Finally, the computer simulation analysis and experimental verification of the proposed method are carried out. The simulation and experiment results show that the proposed method is correct and feasible.%为实现磁耦合谐振式无线电能传输系统最大化功率传输，提升整机效率，提出了一种基于LCC三阶补偿网络结构的保持发射端线圈电流恒定的方法，此方法不受接收端反射阻抗影响，实现了电磁感应式无线电能传输（ICPT）系统发射端与接收端解耦设计。