pcb走线时延估算方法
pcb走线时延估算方法.doc
信号在PCB走线中传输时延(上)来源：一博科技更新时间：2014-2-15摘要：信号在媒质中传播时,其传播速度受信号载体以及周围媒质属性决定。
在PCB（印刷电路板）中信号的传输速度就与板材DK（介电常数）,信号模式,信号线与信号线间耦合以及绕线方式等有关。
随着PCB走线信号速率越来越高,对时序要求较高的源同步信号的时序裕量越来越少,因此在PCB设计阶段准确知道PCB走线对信号时延的影响变的尤为重要。
本文基于仿真分析DK,串扰,过孔,蛇形绕线等因素对信号时延的影响。
关键词：传输时延, 有效介电常数,串扰DDR 奇偶模式1.引言信号要能正常工作都必须满足一定的时序要求,随着信号速率升高,数字信号的发展经历了从配合步时钟到源同步时钟以及串行（serdes）信号。
在当今的消费类电子,通信服务器等行业,源同步和串行信号占据了很大的比重。
串行信号比如常见PCIE,SAS,SATA,QPI,SFP+,XUAI,10GBASE-KR等信号,源同步信号比如DDR信号。
串行信号在发送端将数据信号和时钟（CLK）信号通过编码方式一起发送,在接收端通过时钟数据恢复（CDR）得到数据信号和时钟信号。
由于时钟数据在同一个通道传播,串行信号对和对之间在PCB上传输延时要求较低,主要依靠锁相环（PLL）和芯片的时钟数据恢复效用。
源同步时钟主要是DDR信号,在DDR设计中,DQ（数据）信号参考DQS（数据选通）信号,CMD（命令）信号和CTL（控制）信号参考CLK（时钟）信号,由于DQ的速率是CMD&CTL信号速率2倍,所以DQ信号和DQS信号之间的传输延时要求比CMD&CTL和CLK之间的要求更高。
目前市场上主流的为DDR1/ DDR2/ DDR3。
DDR4预计在2015年将成为消费类电子的主要设计,随着DDR信号速率的不断提高,在DDR4设计中特别是DQ和DQS之间传输时延对设计者提出更高的挑战。
在PCB设计的时候为了时序的要求需要对源同步信号做一些等长,一些设计工程师忽略了这个信号等长其实是一个时延等长,或者说是一个‘时间等长’。
pcb线路增益计算方法
pcb线路增益计算方法（实用版）目录1.PCB 线路增益计算的概述2.PCB 线路增益的计算方法3.PCB 线路增益的实际应用4.PCB 线路增益计算的注意事项正文一、PCB 线路增益计算的概述在印刷电路板（PCB）设计中，线路增益计算是一个关键环节。
线路增益指的是信号在通过线路时所获得的放大或衰减程度，通常以分贝（dB）表示。
对于不同类型的 PCB 线路，增益计算方法也有所不同。
本文主要介绍一种常见的 PCB 线路增益计算方法，即 50 欧姆传输线增益计算方法。
二、PCB 线路增益的计算方法1.50 欧姆传输线增益计算方法50 欧姆传输线是 PCB 设计中最常见的传输线类型，广泛应用于信号传输、放大和衰减等场景。
50 欧姆传输线增益计算公式如下：增益（dB）= 10 × log10 ( (A2 / A1) × (B1 / B2) )其中，A1 和 A2 分别为传输线输入端和输出端的电压幅值；B1 和B2 分别为传输线输入端和输出端的电流幅值。
2.实际应用中的增益计算在实际 PCB 设计中，为了获得所需的增益，需要根据线路的特性阻抗、传输线长度、信号频率等因素进行综合考虑。
此外，还需要考虑传输线的损耗、信号源和负载的阻抗匹配等因素，以确保信号传输的稳定性和可靠性。
三、PCB 线路增益的实际应用PCB 线路增益在实际应用中具有广泛的应用，如信号放大、衰减、滤波等。
通过合理地设计线路增益，可以实现信号的精确传输和处理，提高系统的性能和稳定性。
四、PCB 线路增益计算的注意事项在进行 PCB 线路增益计算时，需要注意以下几点：1.确保传输线的稳定性，避免信号反射、串扰等问题；2.考虑传输线的损耗，如电阻损耗、电感损耗等；3.注意信号源和负载的阻抗匹配，以确保信号传输的效率；4.根据实际应用场景选择合适的增益计算方法。
综上所述，PCB 线路增益计算是 PCB 设计中一个重要环节。
PCB常用计算公式
PCB常用计算公式PCB（Printed Circuit Board）是一种电子元器件支持结构，用于组织和连接电子元器件。
在设计和制造PCB时，需要考虑各种参数和计算公式来确保电路板的性能和可靠性。
以下是一些PCB常用的计算公式。
1.PCB线宽与电流的关系PCB线宽决定了电路板上的信号或电流的最大容量。
线宽与电流的关系可以用以下公式计算：I=k*A*ΔT*J其中，I是电流（单位为安培A），k是单位转换系数，A是线宽（单位为平方米m^2），ΔT是温升（单位为摄氏度℃），J是电流密度（单位为安培/平方米A/m^2）。
该公式用于计算给定线宽下的最大电流。
2.PCB阻抗的计算PCB阻抗是电路板上信号传输的重要参数，可以用以下公式计算：Zo = sqrt(L/C)其中，Zo是阻抗（单位为欧姆Ω），L是线路的自感（单位为亨利H），C是线路的电容（单位为法拉F）。
该公式用于计算给定线路的阻抗。
3.PCB电容的计算PCB上的电容是由线路的结构和材料决定的，可以通过以下公式进行计算：C=ε*ε0*A/d其中，C是电容（单位为法拉F），ε是相对介电常数，ε0是真空中的介电常量，A是电容的面积（单位为平方米m^2），d是线路间距（单位为米m）。
该公式用于计算给定线路的电容。
4.PCB临界迹宽的计算PCB上的迹通常有最小宽度限制，可以通过以下公式进行计算：W = sqrt(I * K)其中，W是迹的宽度（单位为米m），I是电流（单位为安培A），K是补偿系数。
该公式用于计算给定电流下，迹的最小宽度。
5.PCB残留铜的计算PCB制造过程中，残留铜是未被除去的铜箔或镀层。
可以通过以下公式进行计算：Rc=(Cl*D)/(A*Ct)其中，Rc是残留铜的厚度（单位为米m），Cl是铜的质量（单位为克g），D是相对的粗糙度，A是PCB钢板的表面积（单位为平方米m^2），Ct是表面涂层的厚度（单位为米m）。
该公式用于计算给定条件下的残留铜厚度。
PCB中布线的传播延时公式
PCB中布线的传播延时公式PCB（Printed Circuit Board）布线的传播延时是指信号在PCB中传输过程中所需要的时间，通常用来评估信号传输的速度和稳定性。
传播延时公式可以通过电磁波在传输媒介中传播的速度、介质的特性以及布线的几何结构等因素来计算。
下面将介绍常用的几种传播延时公式。
1.基本公式：传播延时（τ）=路径长度（L）/传播速度（v）其中，路径长度是信号从发送端到接收端所需经过的PCB导线长度，传播速度是信号在PCB导线中传播的速度。
2.传输线公式：对于长导线的传输，需要考虑信号在导线中有反射和终止的现象。
在这种情况下，可以使用传输线的传播延时公式来计算。
传输线的传播延时（τ）= (L / v) * sqrt(εr)其中，L是导线的长度，v是信号在导线中的传播速度，εr是导线材料的相对介电常数。
3.微带线公式：微带线是常用的PCB布线结构，它包括有介质层和金属导线。
在微带线布线中，可以使用以下公式来计算传播延时：传播延时（τ）= L * sqrt(εeff) / c其中，L是微带线的长度，εeff是等效介电常数，c是光速。
4.矩形波导公式：对于更复杂的布线结构，如矩形波导，可以使用以下公式来计算传播延时：传播延时（τ）= L * sqrt(εr) / c其中，L是矩形波导的长度，εr是波导材料的相对介电常数，c是光速。
5.电缆传播延时公式：对于通过电缆进行信号传输的情况，可以使用电缆传播延时公式来计算：传播延时（τ）=L/v其中，L是电缆的长度，v是信号在电缆中的传播速度。
需要注意的是，以上公式只是一些常用的传播延时公式，实际的计算可能还需要考虑更多的因素，如传输线的损耗、交叉耦合等。
此外，布线的复杂性和实际情况也会影响传播延时的计算结果。
因此，在实际应用中，还需要根据具体情况进行综合考虑和调整。
时延估计方法
• 二次相关法
信号模型：
由于噪声功率对信号的影响直接影响了一次互相关法 对信号进行时延估计时精度,所以进一步的降低噪声对信号 的影响是提高时延估计精度的方法之一。在此基础上提出 了时延估计的二次相关法以进一步在低信噪比的环境下保 证一定的时延估计精度。
二次相关时延估计算法的基本原理：将x1(n)的自相关 函数和x1(n)与x2(n)的互相关函数R12再做相关运算，以 进一步降低噪声对时延估计精度的影响。
广义相位谱法是基于相位谱估计的时延估计方法中最常见 的一种算法。由相关函数时间域转换为功率谱密度函数在频率 域比较信号之间的相似性。
自适应时延估计方法
基于自适应滤波器的自适应时延估计算法，常用的是 LMSTDE(最小均方误差时延估计算法)。
自适应时延估计法也就是迭代实现的广义相关时延估 计法。
小波分析和自适应时延估计方法结合起来,对宽带雷达信 号进行时延估计。此法能在较低的信噪比环境下准确估计时 延。不同级别的分解信号的时延估计精度不同,分解信号频 率越高,时延估计精度越高,也就是说分解信号频率越高,能在 越低信噪比环境下准确估计时延。
广义互相关技术
采用各种形式的频域滤波器对互相关函数进行处理，以使相关 函数的峰更尖锐。这种方法被称为广义互相关法。互功率谱经滤波 后的形式如下：
Gx1x2 j H j H j Gs j e jn
N
H j Gui j e jni H j Gvb j e jn b i 1
最佳的滤波器为信号自功率谱的倒数，即
Gx1x2 jH j
e jn N Gui j e jni Gvb j e jnb
i1 Gs j
Gs j
H
j
Gs
1
j
对该式右边进行反变换后的相关函数有一个冲击函数，即相关波形将
基于随机行走电容提取且保证准确度的线网时延计算方法
基于随机行走电容提取且保证准确度的线网时延计算方法一、引言在现代电路设计中，时延计算是一个重要的技术，因为它可以在数字系统中提供信息处理能力。
这些计算可以为芯片设计人员提供在开发过程中细粒度控制的能力，确保电路在各种条件下的正常运行。
现代电路设计需要越来越高的精度要求，因此需要新的方法来提高时延计算的准确性和速度。
二、相关工作回顾已有的时延计算方法通常使用基于查找表的方法进行计算，这些方法通常过于简单，并不考虑实际的物理因素。
然而，现代电路的安装容量已达到数十亿个晶体管，这需要更精确的时延计算方法。
近年来，一些新的方法已经被提出，其中包括随机行走电容提取方法。
这个方法用于计算电容的时延。
这个方法建立在跨导望远镜的顶部和底部加起来之后，采用一种随机行走方法来取得得到电容的参数，然后进行时延计算。
三、提出的方法本文提出了一种新的基于随机行走电容提取并保证准确性的线网时延计算方法。
这个方法最大的优点是提高了计算的准确性，并能够快速处理大型电路的时延计算。
在这个方法中，我们使用了一种改进的随机行走技术，在线路中提取电容值。
基于这个方法，我们可以计算电路元件之间的准确时延，并能够考虑实际的物理因素。
四、实验结果分析通过长时间的实验，本文提出的方法在准确度和速度上均有了显著的提高。
我们将本文提出的方法与现有的方法进行比较，在计算准确度和时间效率方面都能稳定地实现优越性能。
五、结论和未来工作本文提出的基于随机行走电容提取且保证准确度的线网时延计算方法，能够有效提高时延计算的准确性和速度。
未来的工作可以进一步优化本方法的实现，以实现更加快速和准确的电路时延计算。
一、引言在现代电路设计中，时延计算是一个非常重要的技术，因为它可以为数字系统提供信息处理能力。
这些计算可以为芯片设计人员提供在开发过程中细粒度控制的能力，确保电路在各种条件下的正常运行。
但是，现代电路已经达到数十亿个晶体管的规模，因此需要更为精确的时延计算方法。
信号时延介绍
阻抗值 (Ω) 50 50 50 100 100
参考平面层
L2、L7 L2&L4 L5&L7 L2、L7 L2&L4、 L5&L7
代入公式计算得，微带线中单端信号的传播速度大约是6.67in/ns，传播延迟大约为 0.150ns/in（0.150ps/mil）；差分信号的传播速度大约是6.70in/ns，传播延迟大约 为0.149ns/in（0.149ps/mil）。
11.8 / Br e r in / ns
信号时延介绍
下面是我司常用的一种八层板叠层结构：
信号时延介绍
该八层板叠层结构的走线要求：
层名
L1、L8层 L3层 L6层 L1、L8层 L3、L6层
类型
单端 单端 单端 差分 差分
线宽/间距(mil)
5.5 6.2 6.2 4.7/10.3/4.7 5.2/9.8/5.2
他对传播时间的估计是以nsin为单位传播延迟微带线br传播延迟带状线传播延迟其中w走线宽度milh走线和参考层之间的距离mil走线和其下方的参考层之间电路板材料的相对介电常数传播速度信号时延介绍信号时延介绍下面是我司常用的一种八层板叠层结构
信号时延介绍
信号时延介绍
传播速度 电信号在导线中或者空气中以光速传播，即3*108m/s(换算后为11.8in/ns)。当电流从
PD = e r /11.8 ns/ in
TD = PD ? L
信号时延介绍
走线与信号传播 电路板走线分为带状线和微带线。
通常认为带状线环境的走线四周的材料是均匀的。实际上，我们设计时也是这样要求 厂家制作的。因此，在带状线环境的走线中，信号的传播速度就可以用如下公式进行
PCB走线电感计算
PCB走线电感计算走线电感是PCB设计中的重要参数之一，它影响着信号传输的品质和电磁兼容性。
在进行PCB走线电感计算时，需要考虑导线长度、宽度、距离等因素。
下面将详细介绍PCB走线电感计算的方法和步骤。
1.导线长度对电感的影响导线长度是影响走线电感的重要因素。
一般来说，导线长度越长，电感也就越大。
因此，在进行PCB走线电感计算时，首先需要计算出导线的长度。
2.导线宽度对电感的影响正常情况下，导线宽度对电感影响较小。
当导线宽度接近或小于导线的厚度时，电感会受到影响。
此时，可以使用电感修正公式进行修正计算。
3.导线距离对电感的影响导线之间的距离也会影响走线的电感。
导线之间的距离越大，电感越小；距离越小，电感越大。
因此，在进行PCB走线电感计算时，需要考虑导线之间的距离。
具体进行PCB走线电感计算的步骤如下：Step 1: 计算导线长度首先，计算出导线的总长度。
可以使用绘图软件或CAD工具测量导线的长度，也可以通过PCB设计软件自动计算得出。
Step 2: 计算导线的自感和互感对于单根导线，可以使用下面的公式计算自感和互感：自感L = (μ0 * μr * l) / (π * ln(d / r))互感M = (μ0 * μr * l) / (π * ln(4 * d / r))其中，L是自感，M是互感，μ0是真空中的磁导率（约为4π×10^-7H/m），μr是导线材料的相对磁导率，l是导线长度，d是导线间距，r是导线半径。
Step 3: 计算总电感如果存在多个导线，则可以使用下面的公式计算总电感：L总=L1+L2+...+Ln+2*(M1+M2+...+Mn)其中，L总是总电感，L1、L2、..、Ln是各个导线的自感，M1、M2、..、Mn是各个导线之间的互感。
Step 4: 修正计算根据实际情况，可以对上述计算结果进行修正。
一般来说，PCB走线电感的计算是一个近似值，实际电感与计算结果可能会有所偏差。
PCB走线载流计算
PCB走线载流计算
朱松
对于PCB走线载流，我们会习惯于查找对比表，下面就如何对PCB的走线度为和过孔载流做一下计算说明，希望对大家能有帮助。
1、PCB走线载流计算：
I=KT0.44A0.75
(K为修正系数,一般覆铜线在内层时取0.024,在外层时取0.048； T为最大温升,单位为摄氏度(铜的熔点是1060℃) A为覆铜截面积,单位为平方mil。
I为容许的最大电流,单位为安培一般10mil=0.01inch=0.254mm载流可为1A（取温升为10℃）。
用公式可得I=0.048*100.44(10*1.378)0.75≈1A(此处取常规PCB铜箔厚35µm=1.378 mil)。
2、过孔载流计算：
PCB过孔的载流能力可以近似等效成PCB表层走线的计算方法：公式同上，但其中A应取过孔的截面积。
先说明一下，PCB加工中，孔壁的沉铜厚度约为1.5mil。
如过孔的内孔径为10mil，计算如下：
A=3.14*(102-8.52)≈27.75mm2
I=0.048*100.44*27.750.75≈1.6A
在PCB设计中，应结合实际应用，做合理布局，理论计算仅做参考，且计算值应取降额50%。
pcb走线时延估算方法
信号在PCB走线中传输时延(上)来源：一博科技更新时间：2014-2-15摘要：信号在媒质中传播时，其传播速度受信号载体以及周围媒质属性决定。
在PCB（印刷电路板）中信号的传输速度就与板材DK（介电常数），信号模式，信号线与信号线间耦合以及绕线方式等有关。
随着PCB走线信号速率越来越高，对时序要求较高的源同步信号的时序裕量越来越少，因此在PCB设计阶段准确知道P CB走线对信号时延的影响变的尤为重要。
本文基于仿真分析DK，串扰，过孔,蛇形绕线等因素对信号时延的影响。
关键词：传输时延, 有效介电常数，串扰DDR 奇偶模式1.引言信号要能正常工作都必须满足一定的时序要求，随着信号速率升高，数字信号的发展经历了从共同步时钟到源同步时钟以及串行（serdes）信号。
在当今的消费类电子，通信服务器等行业，源同步和串行信号占据了很大的比重。
串行信号比如常见PCIE，SAS，SATA，QPI，SFP+，XUAI，10GBASE-KR等信号，源同步信号比如DDR信号。
串行信号在发送端将数据信号和时钟（CLK）信号通过编码方式一起发送，在接收端通过时钟数据恢复（CDR）得到数据信号和时钟信号。
由于时钟数据在同一个通道传播，串行信号对和对之间在PCB上传输延时要求较低，主要依靠锁相环（P LL）和芯片的时钟数据恢复功能。
源同步时钟主要是DDR信号，在DDR设计中，DQ（数据）信号参考DQS（数据选通）信号，CMD（命令）信号和CTL（控制）信号参考CLK（时钟）信号，由于DQ的速率是CMD&CTL信号速率2倍，所以DQ信号和DQS信号之间的传输延时要求比CMD&CTL和CLK之间的要求更高。
目前市场上主流的为DDR1/ DDR2/ DDR3。
DDR4预计在2015年将成为消费类电子的主要设计，随着DDR信号速率的不断提高，在DDR4设计中特别是DQ和DQS之间传输时延对设计者提出更高的挑战。
在PCB设计的时候为了时序的要求需要对源同步信号做一些等长，一些设计工程师忽略了这个信号等长其实是一个时延等长，或者说是一个‘时间等长’。
芯片设计中的布线与时延优化技术探讨
芯片设计中的布线与时延优化技术探讨在芯片设计中，布线与时延优化技术是至关重要的方面。
布线是将不同元件之间的连线进行有效规划和布置的过程，而时延优化技术则旨在减少电路中信号传输的时间延迟。
本文将探讨在芯片设计中布线与时延优化技术的相关问题，并介绍一些方法和策略。
一、布线技术布线技术是芯片设计中一个关键的环节，它直接影响到芯片的性能和功耗。
布线的目标是将芯片上的不同功能单元连接起来，并合理规划信号的传输路径。
在布线过程中，需要考虑以下几个因素：1.1 信号完整性：布线过程中需要确保信号能够在不损失质量和准确性的前提下传输到目标地点。
为了实现信号完整性，可以采用差分对布线技术、层次布线和电磁干扰抑制等方法。
1.2 功耗优化：布线中信号传输所需的功耗也是需要考虑的一个因素。
可以通过合理规划布线路径、减少布线层数和使用有效的供电策略等方式来降低功耗。
1.3 时延优化：布线过程中的一个重要目标是尽量缩短信号的传输时间。
通过合理选择信号路径、减少布线长度和使用先进的时延优化技术等方法可以实现时延的优化。
二、时延优化技术在芯片设计中，时延优化技术是提高芯片性能和可靠性的关键之一。
时延指的是信号从发送到接收所需的时间延迟，它直接影响着芯片的工作速度。
以下是一些常用的时延优化技术：2.1 时钟树优化：时钟树是芯片设计中常用的时钟分配网络。
通过合理布置时钟树，并采用低时延的时钟路由算法，可以减少时钟传输的延迟。
2.2 等长布线：等长布线是指对于芯片上的不同信号路径，尽量使其长度相等。
这样可以减小信号传输的延迟差异，提高芯片的工作效率。
2.3 缓冲器优化：在芯片布线中，由于信号传输的延迟增加，可能会导致信号的失真和功耗的增加。
通过合理优化缓冲器的位置和类型，可以有效降低延迟和功耗。
2.4 时钟同步优化：芯片中常常存在多个时钟域，时钟域之间的传输延迟会对芯片的性能和可靠性产生影响。
通过采用合适的时钟同步方案，可以减小时钟域之间的延迟差异，提高芯片的工作性能。
PCB传输时延计算
P C B传输时延计算------------------------------------------作者xxxx------------------------------------------日期xxxx【精品文档】电信号在PCB上的传播速度2013-10-21 15:00:25分类：IT职场电信号在真空中的传播速度是光速，3 * 10^8 m/s or11.8 inch/ns . 1 inch = 2.54cm = 1000 mil在其他的介质中，如果相对介电系数是Er ，则传播速度为 11.8 * Er^0.5。
例如，在水中，水的相对介电系数是80，所以，传播速度是真空中的1/9 ，在PCB中，FR4的相对介电系数约为4，所以，传播速度是真空中的一半，既11.8 / 4 ^0.5 = 5.9 inch/ns对于两个200M的sina wave号，如果trace的长度相差200mil，则信号从driver到达receiver的时间相差：200 / 5900 = 0.034ns;200M的信号每个周期的时间为5ns.所以，判断200mil的线长误差的依据在于这个0.034ns的时间差能否引起时序问题。
--------------------------------------------------------------------- 时间的单位换算 1秒=1000毫秒(ms) 1毫秒=1／1,000秒(s) 1秒=1,000,000 微秒(μs) 1微秒=1／1,000,000秒(s) 1秒=1,000,000,000 纳秒(ns) 1纳秒=1／1,000,000,000秒(s) 1秒=1,000,000,000,000 皮秒(ps) 1皮秒=1／1,000,000,000,000秒(s)--------------------------------------------------------------------- 信号在pcb走线上传输需要一定的时间，普通FR4板材上传输时间约为每纳秒6英寸，当然表层走线和内层走线速度稍有差别。
PCB线路良率预测方法介绍
按 照 工 厂 的 标 准 流程 制 造 测 试 板 并 提交 给 Ｃ Ａ Ｔ ＊ Ｃ Ａ Ｔ分析 所 有 数 据 生 成 所 有报 告 。
图 １预 测 产 品 良率 与 导 线 长度
过程 能力 测试板设计 ， 测试方法 ， 数据分析技术 和数 据库相关 的知
路长 度 由于线路开路 导致的产 品部分 良率和 由于线路短路 导致 的产 品部分 良率通过公式（ ４ ） 计算得到 由于线路开路和短路导致 的产品 Ｐ Ｃ Ｑ Ｒ ： 过程能力 测试板 由不同的测试模块组成 ， 用于印制线路 部分 良率 板 制造过程收集数据 的测试 图形应该尽可能 的接近他们打算、 导通孔 、 孔盘 和网格尺 寸 、 对位和阻 １ ０ Ｏ ｙ ， ｆ ｏ ｖ ， （ ４ ） 抗要求 、 层数 、 叠构 、 板厚和材料 。利用其线宽 间距模块 的测试结果 ５ 良率 预测 示例 可以预测线路板线路 良率。 线宽间距模块 由不 同的线宽间距 的线条 如图 １ 所示 了 ５ ｍ ｉ ｌ 间距缺 陷密度是 ３ ６ １ 个 缺陷每百万英 寸间 构成 ， 通过测试测试点导线 的通断情况侦测线路开短路 的缺陷 。其 距 。 同样 ， 在 固定 缺 陷密 度 的情 况 下 预 测 良率 随 着 间 距 长 度 增 加 而 测试结果 中的线路 良率以及缺陷密度可 以预测线路 良率 。 降低 。 基于开路 的部分 良率乘 以基于短路的部 分 良率然后再通过乘 ０ ０转化为百分率来估算产 品开短路联合通 过测量线宽 间距 模 缺 陷密度是指每单位数量 或者尺寸 的产 品特性发生缺 陷的数 以 １ 计算 缺陷密度得到 的成功制造线路 和间距的能力 ， 预测 良率表 量， 比如每 １ ０ ０ ０英寸线路中开路发生 的次数 。 通过线路 良率计算得 块 ， 示线宽间距 的质量 。图 １表述了通过开短路 的预测 良率对线 宽为 到的缺陷密度标准化了缺陷产生的概率 ， 可 以用于预测产 品生产时 、 ４ 、 ５和 ６ ｍｉ ｌ 的线路和 ４ 、 ５ 、 ６ ｍｉ ｌ 间距的 曲线 。曲线显示 了一个 固 的 良率。 公式 １ 用于通过过程能力测试板 的能力数据计算线路缺 陷 ３ 定缺陷密度 的情况下 ， 产 品良率随着线路长度增加而下降。缺陷密 皴 。 ｉ ｎ Ｙ 度为 ３ ３ 个缺 陷每百万英寸 的 ６ ｍ ｉ ｌ 导线预测产 品 良率 （ 开路造成 ） ０ ０ 、 １ ０ ０ ０ 、 １ ０ ０ ０英 寸 线 路 的 产 品分 别 为 ９ ９ ． ７ ％， ９ ６ ． ８ ％和 （ １ ） 每单元 １ ７ １ ． ９ ％。当缺 陷密度提高到如图上 ５ ｍ ｉ ｌ 线路所示的 １ ３ ３ 个缺 陷每百 式中 Ｙ ＝ 线路 良率 ， Ｉ ＝独立线路长度 ， ：线路缺陷密度 万英寸时 ， １ ０ ０ 、 １ ０ ０ ０ 、 １ ０ ０ ０英 寸 线路 的 预测 良率 分 别 为 ９ ８ ． ７ ％、 类似 的公式用于计算间距和导通孔 的缺陷密度。 ８ ７ ． ５ ％和 ２ ６ ． ５ ％。 作用 的预测 良率。 例如 ， 一个 由 １ ０ ０ ０ 英寸 ５ ｍ ｉ ｌ 线路 ０ ０英 寸 ５ ｍ ｉ ｌ间 距 构 成 的 产 品 ， 预 测 良 率 应 该 为 由于缺 陷密度符合泊松分布 ， 因此通过缺 陷密度 以及每个单元 和 ５ ０． ９ ６８ ＊ ０． ８３ ５ ＊１ ０ ０＝８ ０． ５ ％ 。 上某产品特性 的数量可 以预测有这缺陷限导致产品失效的 良率 。 由 结 束 语 线路开路 导致 的产 品失效的 良率通过公式（ ２ ） 计算 随着客户对 Ｐ Ｃ Ｂ的要求 越来 越高 ， 精 细线路 ， 越来越 多的工厂 Ｙ ｆ ｏ —ｅ － ￣ ｃ Ｌ ｅ 不清楚是否其 良率是否可以满足客户的需要 ， 需付 出多大的代价才 本文介绍的良率预测方法正适 合解决这样 的问 式中 （ ＝ ＝过程能力测试板测得开路缺 陷密度 ， Ｌ 产品 的总线 能达到客户的要求 。
PCB走线载流计算
PCB走线载流计算
朱松
对于PCB走线载流，我们会习惯于查找对比表，下面就如何对PCB的走线度为和过孔载流做一下计算说明，希望对大家能有帮助。
1、PCB走线载流计算：
I=KT0.44A0.75
(K为修正系数,一般覆铜线在内层时取0.024,在外层时取0.048； T为最大温升,单位为摄氏度(铜的熔点是1060℃) A为覆铜截面积,单位为平方mil。
I为容许的最大电流,单位为安培一般10mil=0.01inch=0.254mm载流可为1A（取温升为10℃）。
用公式可得I=0.048*100.44(10*1.378)0.75≈1A(此处取常规PCB铜箔厚35µm=1.378 mil)。
2、过孔载流计算：
PCB过孔的载流能力可以近似等效成PCB表层走线的计算方法：公式同上，但其中A应取过孔的截面积。
先说明一下，PCB加工中，孔壁的沉铜厚度约为1.5mil。
如过孔的内孔径为10mil，计算如下：
A=3.14*(102-8.52)≈27.75mm2
I=0.048*100.44*27.750.75≈1.6A
在PCB设计中，应结合实际应用，做合理布局，理论计算仅做参考，且计算值应取降额50%。
电子电路中的时延分析与时钟优化算法研究
电子电路中的时延分析与时钟优化算法研究时延分析和时钟优化是电子电路设计中重要的研究领域。
在现代电子系统中，时钟信号的频率越来越高，时钟分配和优化成为系统性能的关键因素之一。
本文将重点探讨电子电路中的时延分析和时钟优化算法，介绍相关的研究方法和技术。
时延分析是指在电路设计中对信号传输延迟进行分析和估计的过程。
时延分析的目的是确定电路中不同路径的传输延迟，并进行时序约束分析，以确保电路功能正确和稳定。
时延分析可以帮助设计人员识别潜在的信号时序问题，并采取相应的优化策略。
在时延分析中，最常用的方法是根据电路的拓扑结构和元件参数进行静态时延分析。
静态时延分析可以通过建立电路的传输特性模型，计算信号在电路中传输的时间。
这一过程可以使用基于电流-电压特性的传输线建模方法，也可以使用时序仿真工具来模拟信号的传播。
此外，引入时钟树分析和约束也是时延分析的重要部分。
通过分析时钟信号在电路中的传输路径和延迟，可以找到影响整个系统时序的关键路径，并加以优化。
时钟优化算法是对时钟信号进行分析和优化的方法。
对于大规模和高频率的电子系统，时钟网络的优化非常重要。
时钟优化的目标是减小时钟分布路径的延迟和抖动，提高时钟信号的稳定性和准确性。
常用的时钟优化算法包括时钟树合成、时钟校正和时钟摆动缩减。
时钟树合成是指在电子电路中布置时钟分配网络的过程。
时钟信号从发生器传输到各个时序元件和功能模块，构成时钟树。
时钟树的合理布局可以有效减小时钟信号的传输延迟和功耗，提高系统性能。
时钟树合成方法通常采用图论和数学优化的原理，通过图算法和布线规则生成最优的时钟树结构。
时钟校正是指对时钟信号进行动态调整的技术。
由于布线和电磁干扰等因素，时钟信号在传输过程中可能会发生失真和延迟，导致时序问题。
时钟校正算法通过测量时钟信号的延迟和抖动，并通过自动反馈机制对时钟信号进行修复，以提高时钟信号的质量和准确性。
时钟摆动缩减是指减小时钟信号摆动幅度的方法。
布局传输延迟该怎么计算？PCB中布线的传播延时公式
布局传输延迟该怎么计算？PCB中布线的传播延时公式传播延时(tPD)是信号从⼀个点传播到另⼀个点所需要的时间。
传输线传播延时是材料相对介电常数的函数。
微带布局传播延时您可以使⽤公式 5 来计算微带线布局传播延时。
公式 5：带状线布局传播延时您可以使⽤公式 6 来计算带状线布局传播延时。
公式 6：图 9 显⽰了微带线和带状线传播延时与相对介电常数的关系。
随着εr 的增⼤，传播延时(tPD)也在增⼤。
图 9.微带线和带状线传播延时和相对介电常数的关系F=0.5/TrTr是信号的上升时间，⼀般指信号从10%上升到90%或从20%上升到80%的时间，是否⾼频电路取决于信号上升/下降沿，⽽不是时钟频率。
F2=1/(Tr×π)> 100M 或者系统时钟>50M 或者采⽤了上升/下降时间⼩于5ns的器件或者是数模混合电路都应按⾼频电路设计。
另外还有⼀个以前别⼈问没答对的：PCB板每单位英⼨⾛线带来的延时Tpd可按0.167ns估算，即约15.2cm带来1ns延时。
Tr > 4 Tpd才能保证信号落在安全区。
和⽂档给出这个数据时没有讨论分布参数，介质及其它任何参数，是有问题。
这个只限于以后⾯试或笔试时的回答参考，另外⽔母精华区也有“30cm带来2ns时延”的说法。
PS：抄⼀个估算的⽅法做参考，⼤家讨论⼀下正确性：微带线线宽10mil，覆铜厚度1mil，板间距30mil，介质ε取5(FR4好像是4.5左右吧)Tpd=1.017×Power((0.456×ε+0.67),0.5) ns/ft=1.747 ns/ft我忽然发现原来⼤家实际上就是在计算微带线相关的⼀些参数两个常被参考的特性阻抗公式：a.微带线(microstrip)Z={87/[sqrt(Er+1.41)]}ln[5.98H/(0.8W+T)] 其中，W为线宽，T为⾛线的铜⽪厚度，H为⾛线到参考平⾯的距离，Er是PCB板材质的介电常数(dielectric constant)。
传输线的阻抗和传输延时
传输线的阻抗和传输延时编者注：本文是基于之前给同事解释的两个基本概念而写的。
文中有一个关于传输线长度与时间相关的经验公式是很多人都在使用的，但是很多工程师却经常会用错，任何场景下都觉得1ns的时间对应到PCB的长度都是6inch，显然，这并不太合理。
使用经验公式一定要慎重，如果不是非常了解，建议不要使用经验公式。
传输线是由介质和导线构成的。
在PCB上，传输线通常分为微带线和带状线。
如下图所示：为了确保良好的信号完整性，需要保证传输线上每一点的阻抗是一致的。
在传输线任何点的特性阻抗变化都会导致信号反射，这样就会造成噪声。
但是，在高速PCB中，存在着芯片封装、breakout区域、过孔、分支和其它组件寄生等因素都会导致阻抗失配。
在高速设计中，不受控制的阻抗会显著降低电压和时序裕量，以致电路恶化或者无法运行下去。
咱们能做的事情是尽量减少阻抗不连续点。
有损传输线电路模型：传输线的简单模型可以由RLC构成，如下图所示：通常，把传输线分为有损传输线和无损传输线。
显然，在PCB上存在的都是有损传输线。
有损传输线可以假定其是由无限多阶RLC构成的一个多级电路。
串联电阻表示分布电阻，单位为每单位长度的欧姆(ohm)。
串联电感表示分布环路电感，单位为每单位长度的亨 (H)。
分隔两个导体的是介电材料，由每单位长度的电导G 表示，单位为西门子(S)。
并联电容器以每单位长度的法拉(F) 为单位表示两个导体之间的分布电容。
那么，特性阻抗可以通过以下公式计算：其中：Z0是传输线的特性阻抗。
R0是传输线单位长度的串联电阻。
L0是传输线单位长度的环路电感。
G0是传输线单位长度的电导。
C0是传输线单位长度的电容。
无损传输线：无损传输线与R0和G0无关，所以其阻抗公式为：无损传输线虽然在实际的工程中不存在，但是也不能无视其存在。
无损传输线在很多场合都是非常有意义的。
传播延时：在高速电路中，我们经常用传输线延时与信号上升时间的大小来作对比，并以此来判断是否为高速信号。
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信号在PCB走线中传输时延(上)来源：一博科技更新时间：2014-2-15摘要：信号在媒质中传播时，其传播速度受信号载体以及周围媒质属性决定。
在PCB（印刷电路板）中信号的传输速度就与板材DK（介电常数），信号模式，信号线与信号线间耦合以及绕线方式等有关。
随着PCB走线信号速率越来越高，对时序要求较高的源同步信号的时序裕量越来越少，因此在PCB设计阶段准确知道P CB走线对信号时延的影响变的尤为重要。
本文基于仿真分析DK，串扰，过孔,蛇形绕线等因素对信号时延的影响。
关键词：传输时延, 有效介电常数，串扰DDR 奇偶模式1.引言信号要能正常工作都必须满足一定的时序要求，随着信号速率升高，数字信号的发展经历了从共同步时钟到源同步时钟以及串行（serdes）信号。
在当今的消费类电子，通信服务器等行业，源同步和串行信号占据了很大的比重。
串行信号比如常见PCIE，SAS，SATA，QPI，SFP+，XUAI，10GBASE-KR等信号，源同步信号比如DDR信号。
串行信号在发送端将数据信号和时钟（CLK）信号通过编码方式一起发送，在接收端通过时钟数据恢复（CDR）得到数据信号和时钟信号。
由于时钟数据在同一个通道传播，串行信号对和对之间在PCB上传输延时要求较低，主要依靠锁相环（P LL）和芯片的时钟数据恢复功能。
源同步时钟主要是DDR信号，在DDR设计中，DQ（数据）信号参考DQS（数据选通）信号，CMD（命令）信号和CTL（控制）信号参考CLK（时钟）信号，由于DQ的速率是CMD&CTL信号速率2倍，所以DQ信号和DQS信号之间的传输延时要求比CMD&CTL和CLK之间的要求更高。
目前市场上主流的为DDR1/ DDR2/ DDR3。
DDR4预计在2015年将成为消费类电子的主要设计，随着DDR信号速率的不断提高，在DDR4设计中特别是DQ和DQS之间传输时延对设计者提出更高的挑战。
在PCB设计的时候为了时序的要求需要对源同步信号做一些等长，一些设计工程师忽略了这个信号等长其实是一个时延等长，或者说是一个‘时间等长’。
2.传输时延简介Time delay又叫时延(TD)，通常是指电磁信号或者光信号通过整个传输介质所用的时间。
在传输线上的时延就是指信号通过整个传输线所用的时间。
Propagation delay又叫传播延迟(PD)，通常是指电磁信号或者光信号在单位长度的传输介质中传输的时间延迟，与“传播速度”成反比例（倒数）关系，单位为“P s/inch”或“s/m”。
从定义中可以看出时延=传播延迟*传输长度(L)其中v 为传播速度，单位为inch/ps或m/sc 为真空中的光速（3X108 m/s）εr 为介电常数PD 为传播延迟，单位为Ps/inch或s/mTD 为信号通过长度为L的传输线所产生的时延L为传输线长度，单位为inch或m从上面公式可以知道，传播延迟主要取决于介质材料的介电常数，而传播时延取决于介质材料的介电常数、传输线长度和传输线横截面的几何结构（几何结构决定电场分布，电场分布决定有效介电常数）。
严格来说，不管是延迟还是时延都取决于导体周围的有效介电常数。
在微带线中，有效介电常数受横截面的几何结构影响比较大；而串扰，其有效介电常数受奇偶模式的影响较大；不同绕线方式有效介电常数受其绕线方式的影响。
3.仿真分析过程3.1 微带线和带状线传输时延PCB中微带线是指走线只有一个参考面，如下图1；带状线是指走线有2个参考面，如下图2.带状线由于电磁场都被束缚在两个参考面之间的板材中，所以走线的有效介电常数为板材的介电常数。
微带线会导致部分电磁场暴露在空气中，空气的相对介电常数约为1.0006，板材如常规FR4的介电常数为4.2，那么微带线的有效介电常数在1和4.2之间，可以利用下面的公式计算微带线的有效介电常数【Collins,1992】：εe = (εr +1)/2 + (εr -1)/2（1+12H/W）-1/2 + F -0.217(εr -1)T/√WH3.1F = 0.02 (εr -1)（1-W/H）2 (W/H < 1) F= 0 (W/H >1) 3. 2其中，εe 为有效介电常数，εr 为电路板材料的介电常数，H为导线高于地平面的高度，W为导线宽度，T为导线厚度。
图4 微带线层叠与时延图5 带状线层叠和时延在图4和图5的层叠结构下，1000mil的走线时延差=179.729ps-147.954ps= 31.775ps，可以看出这个差距是非常大的。
在做源同步的DDR同组等长时候只考虑物理等长会带来很严重的'时间不等长。
3.2 走线和过孔传输时延在PCB设计时候，经常会遇到走线换层，走线换层必须借助于过孔。
但长度相等的过孔和走线之间的时延并不相等。
过孔的时延可以用式3.3表示TD_via=√LC 3.3其中TD_via表示信号经过过孔的时延，L表示过孔的寄生电感，C表示过孔的寄生电容。
从式3.3可以看出寄生电容和寄生电感都会导致过孔的传输时延变大。
而不同过孔结构寄生参数也会发生改变。
下面通过仿真分析过孔时延和传输线时延时间的偏差。
图6 过孔结构及寄生参数如图6所示过孔结构时延可以根据式3.3计算出：TD_via=√LC=sqr（0.4021pf*1326.2pH）=23.1ps 式3.4 由式3.4可以看出，结构如图6所示过孔的传输时延为23.1ps。
而对于普通F R4板材的微带线，1.6mm走线传输时延约为11ps，对于带状线约为12.5ps。
通过计算可以看出相同长度的走线和过孔之间的时延相差是非常大的。
因此对设计工程师来讲设计的时候尽量做到以下两点：1）需要做等长的信号要尽量走同层，换层时需要注意总的长度要保持相等并且每层走线都需要等长。
2）需要等长的信号走相同走线层可以保持过孔的时延一致,从而消除过孔时延不一致带来的影响。
信号在PCB走线中传输时延(下)来源：一博科技更新时间：2014-2-193.3 串扰对信号时延的影响。
PCB板上线与线的间距很近，走线上的信号可以通过空间耦合到其相邻的一些传输线上去，这个过程就叫串扰。
串扰不仅可以影响到受害线上的电压幅值，同时还会影响到受害线上信号的传输时延。
图7 串扰拓扑图如图7串扰拓扑图所示,假设有3根相互耦合的传输线，中间的一根线（图8中D1）为受害线，两边的线（图8中D0&D2）为攻击线。
仿真中所加的激励源为图8所示，分为三种情况：1，假设两边的攻击线中没有信号，即不存在串扰，此种情况作为参考基准线（R eference）；2，假设攻击线和受害线切换状态一致，此种情况为偶模（Even Mode）3，假设攻击线和受害线切换状态相反，此种情况为奇模（Odd Mode）图8 串扰仿真中激励奇偶模式空间电磁场分布（如图9&图10所示）不同，从而导致了传输线周围的有效介质电常数不同，有效介电常数的不同最终带来了在不同激励源的情况下信号传播速度不同。
图9 奇模电磁场分布图10 偶模电磁场分布仿真结果如下图11所示，其中蓝色为第一种激励所对应的参考基准线，其周围没有其它信号线的影响；红色线为第二种激励所对应的接收端波形；绿色为第三中情况所对应的接收端波形。
绿色波形最早到达接收端，而红色的波形最后到达接收端，是由于奇模的传输速度比偶模块。
图11 串扰仿真结果从上面的仿真结果可以看出信号线周围的攻击线会对信号线的传输时延到来影响，如果设计处理不当，导致传输时延偏差较大最终会导致系统工作不稳定。
在设计的时候要尽量减小这种影响，可以从以下几点考虑：1，拉大线间距。
线间距越大，相邻走线间的影响就越小，走线间距尽量满足3 W原则。
2，使耦合长度尽量短。
相邻传输线平行走线长度越长串扰越大，走线时候尽量减小相邻线平行走线长度；对于相邻层走线尽量采用相邻层垂直走线。
3，走线尽量走在带状线。
微带线的串扰相对带状线较大，带状线走线可以减小串扰的影响。
4，保持完整回流平面，避免跨分割，走线和参考面尽量紧耦合。
3.4 绕线方式对信号时延的影响在PCB设计时候，有些设计人员为了满足等长要求会对走线进行绕线，很少有设计人员会考虑到不恰当的绕线也会影响传输线时延。
为了验证绕线对传输线时延的影响，我们公司信号完整性团队（SI组）设计出测试板进行实测。
如下图12所示，蛇形绕线和参考直线走在相同的走线层，两者线宽线间距以及物理长度完全相同，蛇形绕线的局部放大图如下图13所示。
图12 蛇形绕线和参考走线图13 蛇形绕线局部放大图实测结果如下图13所示，其中红色线为参考走线，蓝色的线为蛇形绕线的走线，从结果可以看出，蛇形绕线的信号传输速度会比直线参考线的速度要快，两者相差了13.89ps。
这是由于蛇形绕线靠的太近，平行的耦合长度太长，信号在蛇形绕线上的自耦合导致信号传播速度较快。
图13 实测结果通过3D电磁场仿真软件也可以看出这种蛇形绕线和直线间传输速度不同，如下图14所示：两种不同的绕线是物理等长的，可以看出下面一种绕线方式由于绕线靠的较紧，而且平行耦合长度也长，可以看出下面一种绕线方式信号传输的会快一点图14 仿真结果从上面的仿真测试可以看出，不同绕线方式对信号时延影响还是比较大的，为了减小由于绕线带来的时延的影响，可以考虑以下几点：1，在PCB设计时候尽量减少不必要的绕线，比如串行信号差分对和差分对之间没有必要做等长。
2，增大绕线间间距，尽量满足单根绕线间距大于5H（H为线到最近参考面的距离），差分绕线大于3H（H为线到最近参考面的距离）。
3，减小绕线间平行走线长度。
4.小结在PCB设计时候要将等长的设计观念逐步向等时设计转变，在对时序或者等长要求高的设计尤其需要注意串扰，绕线方式，不同层走线，过孔时延等方面对时序的影响。
丰富的SI（信号完整性）知识和正确的仿真方法可以帮助设计去评估PCB 板上的传输时延，从而提高设计的质量。
我们在设计PCB板的时候经常会考虑信号线等长，如果等长做的不好，各个信号之间就会有延时，可能会造成数据采样错误等问题。
那么PCB上的延时应该怎么计算？我们经常听到的PCB表层走线比PCB内层走线的速度快为什么？首先要明确的一个问题是PCB上信号速度不是电子的运动速度。
信号在PCB信号线里是以电波的形式向前传播。
那么信号速度等于光速么？答案也是否定的。
信号速度还与不同材料的介电常数相关。
具体计算公式是V=C/Er0.5 ，其中Er是信号线周围材料的相对介电常数。
如果信号线暴露在空气中那么信号的传输速度就等于C，但是在PCB上，传输速度明显小于C。
举例，我们常见的PCB材料Fr4的介电常数在4.2-4.5左右，为了计算方便我们取4。
带入公式可以算出，Fr4材料制作的PCB板上面信号的传输速度是光速的二分之一。