基于MO_CCCDTA的电控调谐电流模式六阶椭圆带通滤波器
基于CCCⅡ与OTA的三输入单输出多功能电流模式滤波器
基于CCCⅡ与OTA的三输入单输出多功能电流模式滤波器金丰;江金光【摘要】提出了一种采用电流传送器CCCⅡ与OTA相结合构成的电流模式三输入单输出多功能滤波器.电路仅使用一个CCCⅡ器件、一个OTA器件、两个接地电容和一个接地电阻.合理选择电路的三个输入端中不同的输入信号组合,即可在输出端得到低通、高通、带通、带阻和全通五种二阶瘟波器功能.所提出的电路结构简单,中心频率可调范围大,无源元件全部接地,产生的电路具有很低的灵敏度.理论分析和PSpice计算机仿真表明所提出电路方案的正确性.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2009(032)007【总页数】3页(P86-88)【关键词】电流传送器;跨导运算放大器;电流模式;多功能滤波器【作者】金丰;江金光【作者单位】武汉大学,卫星导航定位技术研究中心,湖北,武汉,430079;武汉大学,卫星导航定位技术研究中心,湖北,武汉,430079【正文语种】中文【中图分类】TN7130 引言近些年，电流模式电子电路的发展得到越来越多的关注,与传统的电压模式电路相比,电流模式电路具有速度快、动态范围大、功耗小，适于超大规模集成技术实现等优点。
其中电流控制第二代电流传送器(CCCⅡ) 和跨导运算放大器(OTA) 作为电流模式信号处理中的基本有源器件,在连续时间滤波器中得到了广泛应用。
大量基于电流传送器的二阶电流模式滤波器的文献不断见诸报道[1-4],当然也包括许多三输入单输出的二阶滤波器电路[5-9]，但在这些电路中，有的仍然为电压模式电路[6]；有的虽然能够实现五种滤波器功能，却要用不同的电路拓扑结构来实现，因而需要大量的有源器件，不利于集成[7]；有的尽管只用两个MOCC和少量无源器件，但中心频率却不可调[8]。
而由CCCⅡ和OTA结合起来实现电流模式滤波器的电路则很少见[10]。
本文提出的一种通用有源电流模式三输入单输出滤波器新电路,仅采用两个电流传送器、两个电容和一个电阻，比文献[9]中的电路节省一半以上的器件。
基于新型CCCII电流模式二阶带通滤波器设计
和混 合 环 路 组 成 。可 运 用 于频 率 为 兆 赫 范 围 内 的 电路 中 。但 其 内部 电路 的输 入 端 Ｘ端 和 Ｙ 端 存 在 一个 寄 生 电 阻 ， 当偏 置 电流 很 低 时 ， 寄生 电 阻 不 能 被 忽 略 。 因 而造 成 Ｘ 端 与 Ｙ端 该
第２ ０卷 第 １ ７期
Ｖｏ ．０ １２
Ｎｏ １ ．７
电子设 计工 程
Ｅｌｃ ｒ ｎｉ ｓｇ ｇ ｎ ｅ ｉ ｇ ｅ ｔｏ ｃ Ｄｅ ｉ ｎ Ｅｎ ｉ ｅ ｒｎ
２１ ０ ２年 ９月
Ｓ ｐ． ０１ ｅ ２ ２
基于新 型 Ｃ Ｃ Ｉ电流模 式二阶带通滤波器设计 Ｃ Ｉ
李 妍 。于海勋
完成 设 计 。设 计 结 构 简单 。 中 心频 率 可 由 电 流传 输 器 的偏 置 电流 控 制 。利 用 Ｈ ｐｃ 软 件 仿 真 分 析 并 验 证 了理 论 设 其 Ｓ ｉｅ
计 的 准 确 性 和 可行 性 。
关 键 词 ：电 流模 式 电路 ；电流 传 输 器 ； 阶 带通 滤 波 器 ； ｐｃ 二 ＨＳｉｅ
组成 ， 电流跟随 Ｘ端 口。 双极性晶体管 Ｑ一 ４ ，Ｑ 组成输入跨 导线
性 混 合 环 路 ， 流 关 系 ＩＩ ＩＩ 电 ｉ＝￣， ３ 。Ｘ 端 寄 生 电 阻 Ｒ ＝ Ｔ２０其 Ｖ ／／，
图 １ 跨 导 线 性 环
Ｆ ｇ Ｔｒ ｎ ｌ ｅ ｒ ｌｏ ｉ ．１ ａ ｓｉ ａ ｏ ｐ ｎ
性 电路 的计算 ， 即适用 于小 信 号 ， 适用 于 大信 号 。尤其 在 较大 又
规 模 的 电路 中 ， 存 在 “ 导 线性 环 ”就 会使 电路 计算 大 大简 只要 跨 ，
基于MOCCCⅡ-C的二阶多功能电流模式滤波器
基于ＭＯＣＣＣⅡ－Ｃ的二阶多功能电流模式滤波器作者：林鑫江金光来源：《现代电子技术》2008年第17期摘要：提出了一种基于第二代电流控制传输器(CCCⅡ)的电流模式滤波器。
电路由2个第二代多输出电流控制传输器(MOCCCⅡs)和2个接地电容构成，通过选择不同的输出端口可以实现高通、带通、低通、带阻、全通的功能。
调整MOCCCⅡs的偏置电流和电容值可以改变特征参数，产生的电路具有很低的灵敏度。
最后对引入的MOCCCⅡ及提出的电路进行PSpice 仿真。
关键词：第二代电流控制传输器；电流模式；滤波器；电流传输器中图分类号：TN713 文献标识码：B 文章编号：1004373X(2008)1714303Second-order Universal Current Mode Filter Based on MOCCCⅡ-CLIN Xin,JIANG Jinguang(Global Navigation Satellite System Research Center,Wuhan University,Wuhan,430079,China)Abstract：This paper presents a realization of novel current-mode biquad using Second Generation Current Controlled Conveyors (CCCIIs).The circuit is constructed with 2 multiple current output CCCIIs (MO-CCCIIs) and 2 grounded capacitors.The biquad can realize high-pass,band-pass,low-pass,band-stop and all-pass filter characteristics by suitably choosing the current output branches.The characteristic parameters can also be set orthogonally through adjusting the bias currents of the MO-CCCIIs and the grounded capacitors.The biquad enjoys very low sensitivities with respect to the circuit elements.An example is given together with simulated results by PSpice.Keywords：second generation current controlled conveyor;current-mode;filter;current conveyor 1 引言自电流传输器问世以来，电流模式滤波器因具有电路结构简单、功耗低、工作电压低、线性度好等优点而得到广大模拟电路设计者的关注，第二代电流传输器CCⅡ(The Second Generation Current Conveyor)的电流模式滤波器不断被提出［1,2］。
基于MOCCII多功能二阶电流模式滤波器设计
Ｋｅ ｒ ｓ ｕ ｒ ｎ ｏ ｅ；Ｃ Ｉ （ｅ ｏ ｄ ｇ ｎ ｒ ｔ ｎ ｃ ｒ ｅ ｔ ｃ ｎ ｅ ｏ ） ｙ ｗｏ ｄ ：ｃ ｒ ｅ ｔｍ ｄ ＣＩ ｓ ｃ ｎ ｅ ｅ ａ ｉ ｕ ｒ ｎ ｏ ｖ ｙ ｒ ；Ｍ ＯＣ Ｉ （ ｅ ｏ ｄ ｏ ＣＩ ｓｃ ｎ ｇ ｎ ｒ ｔｏ ｕ ｒ ｎ ｏ ｖ ｙ ｒｗｉｈ ｄ ｕ ｌ ｕ ｐ ｔ ；ｆｌｅ ｅ ｅ ａ ｉｎ ｃ ｒ ｅ ｔ ｎ ｅ ｏ ｔ ｏ ｂｅ ｏ ｔ ｕ ） ｉ ｒ ｃ ｔ
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第 ２ 卷 第 ２ ６ 期
２０ ０ ６年 ５月
固体 电子学研究 与进展
ＲＥ Ｅ Ｃ ＆ Ｐ Ｓ ＡＲ Ｈ Ｒ０ＧＲＥ ＳＯＦ Ｓ Ｅ Ｓ Ｓ
Ｖｏ ． ６ Ｎｏ ２ ｉ２ ， ．
Ｍ ａｙ， ２ ０６ ０
基 于 ＭＯＣ Ｉ Ｃ Байду номын сангаас多功能 二 阶 电流模 式 滤波器 设计
Ｄｅ ｉｎｏ ｕｔ ｕ ｃｉｎ ｌ ｕ ｄ ａｉ Ｃｕ ｒ ｎ — ｄ ｓｇ ｆＭ ｌ ｆ ｎ ｔ ａ Ｑ ｒ ｔ ｒ ｅ ｔｍｏ ｅ ｉ ｏ ａ ｃ ．
Ｆｉｔ ｒ Ｂａ ｅ ｎ Ｍ ＯＣＣＩ ｌｅ ｓ ｄ ｏ Ｉ
Ｗ ＡＮＧ ｈｇ ｏ Ｗ ＡＮＧ ｕ ｈ ａ ＩＩＺ ｉ ｎ Ｓ ｉｕ Ｃｈ ｎ ｕ ． ｈ ｊ ｕ
ｌ ｗ— ａ ｓ ｉ ｈ ｐ ｓ ｎ ａ ｄ ｐ ｓ ｔｔ ｅ ｓ ｍ ｅ ｔｍｅ Ｉ ａ ｓ ａ ｂ ａ ｎ ｔ ｅ ｆ ｎ ｔ ｎ ｆｓ ｃ ｎ — ｏ ｐ ｓ 。ｈ ｇ — ａ ｓ ａ ｄ ｂ ｎ — ａ ｓ ａ ｈ ａ ｉ ． ｔ ｌ ｏ ｃ ｎ ｏ ｔ ｉ ｈ ｕ ｃ ｉ ｓ ｏ ｅ ｏ ｄ ｏ
基于CCCⅡ的电流模式全通滤波器结构的设计
２ 百
（ 一 Ｇ ） Ｇ
— 一
Ｇ２ ｘ
一
— — ＿ 一
（ 一 ） Ｇ
Ｇ １ ３
ｌ
一
Ｇ 船
百
。
ｂ ４
（ ＋ ） Ｃ Ｃ ｌ
数字 电路设计等研究 ．
６ ６
吉首大学学报 （ 自然科学 版）
第２ ９卷
ａ原理实现 （ Ｃ Ｉ ＋） Ｃ ＣＩ
ｂＣ ＣＩ Ｃ Ｉ ＋电路符号
图 １ Ｃ ＣＩ Ｃ Ｉ＋原 理 图 与 电 路符 号 图
１２电路 实现 ．
笔 者所 提 出的一 种用 Ｃ ＣＩ 现的有高 输 出阻抗 的 电流 模式 全通 滤波器 如 图 ２ 示 ， Ｃ ＣＩ Ｃ Ｉ实 所 由 Ｃ Ｉ＋器 件
的理想特性 并经 电路 分析可 得 ：
。 ＝
＋
，
＝
＋
，
ｕｘ ＝ １
，
Ｉ Ｉ ｎ＝ Ｕ １＋ Ｕ２，， ｎＹ ｙｌ ３
（ ｎ — Ｕ２ ｙ Ｕ ，） ２＝ Ｕ ３ 挖ｙ ，
Ｉ ． ＝ 一 ，，． … ｙ
图 ２ 高 输 出 阻抗 的 电流 模 式 全 通 滤 波器
化简 得到传 输 函数 ：
＝
・ 中 其
，
分别 为 Ｃ ＣＩ＋① 和 ＣＩ
Ｃ ＣＩ Ｃ Ｉ 十② 的 端输 入 电导 ． 以看出 ， 电路 实现 了全通 滤波 器 ． 过选择 不 同的 ｌ ， ， ，，可实 现 可 该 通 ， ｌ １ ４
８ 不 同的全通 滤波器 如表 １ 示 ． 种 所
致 了基 于 Ｃ Ｉ的传 输 函数产 生误 差 ， 其在 端外 接 电容 时误差 较大 ．ａｒ等人 利用 双极 型 晶体 管 的线 ＣＩ 尤 Ｆｂｅ
基于CMOS CCCIIS的电调谐电流模式多功能滤波器
电压 。Ｃ Ｃ Ｉ电路的 ｚ 实现是通过在 Ｃ Ｃ Ｉ 输出端加一交叉 ＣＩ 一 Ｃ Ｉ＋
耦 合 电流 镜 ，实 现 Ｚ 和 ｚ 的 同时 输 出 ，利 用 此 技 术 可 以 进一 ＋ 一 步 扩 展 输 出端 的 数 目。
（ ） 电路 描述 二
１Ｃ Ｃ Ｉ 口特 性及 实现 电路 ．Ｃ Ｉ 端
（ 桂林 电子科技 大学信 息与通信 学院，广 西 桂林 ５ １０ ） ４ ０ ４
【 摘 要 】文章设计 了一种 基于 Ｃ ＭＯＳ第二代 电流控制传输器（ ＣＩ） ＣＣ Ｉ 实现的 电调谐 电流模式 多功能滤波器。该滤波器电 ｓ
路 仅 由四 个 Ｃ Ｉ 和 两个 接 地 电容 组 成 。 通过 选择 合 适 的输 入 和 输 出端 ，就 能 实现 低 通 、 高通 、带 通 、 带 阻和 全 通 五 种 滤 波 。 ＣＣ Ｉ ｓ
Ｚ ｚ
在理想情况下 ，
＝ １和 ＝ １分别代表电路控 制传输器
的 电 流 和 电压 传 输 系数 。 ２ Ｃ Ｃ Ｉ的 Ｃ Ｏ ．ＣＩ Ｍ Ｓ电路 实 现 Ｇ ｉｅ ｔ于 １ ７ 提 出 了跨 导 线 性 环 ， 它 是 由 两对 互 补 ｉｂｒ ９ ５年
波器的方案 ，但有些地 方值得改进 ：（ ）使用 的有源 元件和 １ 无源 元件数 目多： ２ 使用浮地 电阻和 电容使得集成困难： ３ （） （）
实 现 的 电调 谐 电 流 模 式 多 功 能 滤 波 器 ， 此 电 路 仅 需 要 四 个 ＣＣ Ｉ Ｃ Ｉ ｓ和两 个 接 地 电容 ，在 同一 电路 中 ，通 过 选 择 不 同的 输 入 和 输 出得 到 五种 标 准 的 滤 波 器 ：低 通 、带 通 、 高 通 、 带 阻 和 全 通 ，而 不 需任 何 的 元 件 匹 配 ，且 有 源 和 无源 灵 敏 度 都 较 低 。 过 改变 Ｃ Ｃ Ｉ 通 Ｃ Ｉ ｓ电路 的 直 流 偏 置 Ｊ 可 独 立 调 节 滤 波 器 ， ＾， 的 性 能 参 数 ：固有 频 率 和 品 质 因 数 Ｑ ｓ ｉ ｅ 真 证 实 了 。Ｈ ｐ ｃ 仿 所设计的电路是正确的。
偶数阶电流模椭圆滤波器的综合设计
圆滤 波 器 电路 【，整 个 电路 包 含 １ 个ＣＣ Ｉ ２ 个 Ｒ ｏ Ｊ ２ Ｉ及 １ Ｃ元 件 。令 人 最 不 满 意 的 是用 无源 网 络 进 行 有源 模 拟
这 种 方 法 设 计 的滤 波 器 阶 数 都 是 固 定 的 ， 当 需 要 改 变 滤 器 阶 数 时 ， 所 有 设 计 工 作 都 得 重 来 。文 献 『１ ７ 提 出 了一 种 基 于ＭＯＣ ＣＩ Ｃ的 奇 数 阶 电流 模 椭 圆滤 波 器 的 综合 设 计 方 法 ， 奇 数 阶 椭 圆滤 波 器 不 能 实 Ｃ Ｉ — 但 现 高 通 滤 波 。 到 目前 为 止 ， 偶 数 高 阶 椭 圆滤 波 器 直 接 从 传 递 函数 进 行 综 合 设 计 的文 献 还 很 少 见 报 导 ，
Ｏ ｃｏｂ ｒ ２ ０ ｔ ｅ， ０１
偶 数 阶 电流 模 椭 圆 滤 波 器 的综 合 设 计
宋树 祥
（ 西 师 范大 学 电 子 工 程 学 院 ，广 两 桂 林 ５ １ ０ ） 广 ４ ０ ４
摘 要 ：本文 提 出了 ～ 种 基于ＭＯＣ Ｉ的任 意 偶数 阶 电流模 椭 圆滤 波器 综合 设计 方法 。通 过对ｎ （ 数 ）椭 圆传 输 ＣＩ 阶 偶 函数 进行 分 析 ，将其 分解 成 一系列 能 用无 损积 分器 实现 的表达 式 ；并对 输 出 电流信 号进 行线 性组 合 ， 以实 现 了偶 数 阶
中 图分类 号 ｔ Ｎ７ ３ Ｔ １
文献 标识 码 ｔ Ａ
１
引 言
目前 ， 高 阶 电流 模 滤 波 器 主 要 有 巴特 沃 什 滤 波 器 和 切 比雪 夫 滤 波 器 两 种 类 型 【 ４，对 电流 模 椭 圆 １］ －
滤波 器 研 究 不 多 。然 而 ， 由 于椭 圆 型 滤 波 器 具 有 狭 窄 的过 渡 带 ， 能 以较 低 的 阶 数 便 可 获 得 比较 理 想 的 幅频 特 性 ， 故 在 实 际 中更 具 有 实用 价值 ，如 用 高 精 度 频 率 合 成 器 产 生 正 弦 信 号 时 一般 都 选 它 作 为 滤 波 电路 。 然 而 ，椭 圆滤 波 器 传 递 函数 相 对 比较 复 杂 ，在 设 计 时 一 般 均 有 用 有 源 模 拟 无 源 网络 来 实 现 Ｉ， ５ 】 可 是用 这 种 方 法 设 计 的滤 波 器 所 含 的 有源 和 无 源 元 件 比较 多 ，￣Ｉ０ ６ 彭 良玉 等 人提 出 了一 个 五 阶 椭 ２０年
基于时域近似法的CLLC谐振变换器参数设计
第35卷第1期2024年3月广西科技大学学报JOURNAL OF GUANGXI UNIVERSITY OF SCIENCE AND TECHNOLOGYVol.35No.1Mar.2024基于时域近似法的CLLC 谐振变换器参数设计王国盛1,2，刘胜永*1,2，罗慧友1（1.广西科技大学自动化学院，广西柳州545616；2.广西汽车零部件与整车技术重点实验室（广西科技大学），广西柳州545616）摘要：针对现行主流的基波分析法在电压增益计算时准确度较差，以及传统的谐振参数设计方法在对电池这类非阻性电源负载时存在参数难以确定的问题，提出基于时域近似法的CLLC 谐振参数计算，解决了电压增益精确度和参数选取困难的问题。
首先建立变换器的P 、N 、O 等3种模态的时域方程，通过对运行时主要工作模式中PO 、PN 波形的简化，求出对应模式的电压增益公式，以电压增益范围和全局软开关的实现作为参数选取的约束条件，求出具体的谐振网络参数；然后利用MATLAB 搭建仿真实验模型，实现全局软开关和电压增益要求，在谐振频率下工作效率均在95%以上。
仿真实验结果验证了所提设计方法的可行性。
关键词：CLLC 谐振变换器；谐振网络参数；时域近似法；全局软开关中图分类号：TN624DOI ：10.16375/45-1395/t.2024.01.0090引言随着新能源技术和电动汽车产业的迅速发展，将电动汽车作为储能设备的V2G 概念也随之而来。
双向DC-DC 作为V2G 的核心部件，高功率密度和高转换效率的双向DC-DC 变换器已经成为学界的研究热点之一[1-3]。
近年来，谐振型DC-DC 变换器受到了越来越多的关注，尤其是CLLC 谐振变换器。
CLLC 谐振变换器在正反向运行时都可以在宽电压输出范围内实现逆变侧开关管的ZVS 和整流侧开关管的ZCS ，不需要辅助其他的换流且控制简单[4-5]。
CLLC 谐振变换器能否实现高转换效率和高功率密度与其谐振网络参数密切相关，并且谐振网络参数也是保证CLLC 变换器正常运行的关键因素。
基于MO-OTAS和CCCII电流模式通用滤波器
基于MO-OTAS和CCCII电流模式通用滤波器0 引言近些年来，电流模式电路引起了学术界的浓厚兴趣，其中电流控制第二代电流传送器(CCCII)和跨导运算放大器(OTA)作为电流模式信号处理中的基本有源器件，在连续时间滤波器中得到了广泛应用。
因而大量有关采用跨导运算放大器(OTA)和电流控制第二代电流传输器(CCCII±)构成的电流模式滤波器的文献不断见诸报道。
跨导运算放大器是一种电压控制的电流源器件，该器件电路结构简单，高频性能好，很适合实现全集成连续时间滤波器。
另外，第二代电流控制传输器CCCII 除了具有上述各项优点外，尤其适合在高频和高速信号领域中应用。
此外，电路中具有本质电阻(Intrinsic Re-sistance)的特点，使得由它设计的电路更具弹性。
因而关于OTA 与CCC 相结合的电路设计也受到广大研究人员的高度重视。
在此，提出使用一个MO-CCC，两个MO- OTAS 和三个接地电容所组成的电流模式通用滤波器。
该设计相对于以往的一些电路而言，不仅所有电容全部接地利于集成，而且中心频率和品质因数独立可调。
针对所提电路进行仿真，仿真结果表明所提出的二阶电流模式滤波器电路方案的正确性。
1 MO―OTAS和CCCII 士简介跨导运算放大器CCCII 士和电流传输器MO-OTAS 电路符号及原理如图1，图2 所示。
由图3 可知，理想的()TA 的传输特性是：式中：Io 是输出电流；Vd 是差模输入电压；gm 是开环增益，称为跨导增益，它是外部控制电流Ib 的函数。
CCCII±的端口特性由下列混合矩阵方程给出：式中：Rx 是X 端的输入电阻，由偏置电流Ib 控制，关系式为RX=VT／2Ib，在T=300 K 的常温下VT=26 mV。
2 电路分析一种将MO-OTAS 和CCCII±相结合所得到的双二阶滤波器如图。
基于MOCCCⅡ和OTA的频率可调谐多功能电流模式滤波器
基于MOCCCⅡ和OTA的频率可调谐多功能电流模式滤波器陈瑛;江金光【摘要】提出一种结构简单的新型多功能有源滤波器.该电路由两个MOCCCⅡ,一个OTA和两个接地电容组成.通过选择不同的输入和输出端口,能够实现低通、高通、带通、带阻、全通五个滤波功能.调整MOCCCⅡ以及OTA的偏置电流和电容值.能够改变特征参数,设计的电路频率可调谐,并且具有很低的灵敏度.最后对实际电路进行了PSpice仿真,结果表明提出的电路方案正确有效.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2009(032)009【总页数】4页(P168-171)【关键词】电流模式;频率可调谐;滤波器;电流控制传送器(CCCⅡ);运算跨导放大器(OTA)【作者】陈瑛;江金光【作者单位】武汉大学,卫星导航定位技术研究中心,湖北,武汉,430079;武汉大学,卫星导航定位技术研究中心,湖北,武汉,430079【正文语种】中文【中图分类】TN7130 引言电流传送器自1968年问世以来，在模拟电路设计中应用十分广泛，也在人们的关注下不断发展，基于第二代电流传送器CCⅡ(The Second Generation Cu rrent Conveyor)的电路方案层出不穷。
然而，由于CCⅡ的X端存在寄生电阻，从而造成CCⅡ的X 端与Y端电压跟踪无法达到理想程度，导致了电路的传输函数产生误差。
1996年A.Fabre等人利用双极型晶体管的线性互导(Translinear Loop)特性实现了电流控制传送器CCCⅡ(Current Controlled Conveyor)，克服了CCⅡ的不足。
CCCⅡ利用X端的寄生电阻受内部直流偏压控制的特性，使CCCⅡ的应用延伸到电调节的领域。
这样使得CCCⅡ和OTA(Operational Transconductance Amplifier)一样，元件本身能够产生电阻效应，设计过程中减少了无源元件的使用，使电路结构变得简单，而且提高了频响降低了功耗。
基于CCTA的可级联的电流模式多功能滤波器
基于CCTA的可级联的电流模式多功能滤波器周细凤;曾荣周;孙静【摘要】通过级联积分器单元的方式，设计了一种基于电流传输跨导放大器（CCTA）的可级联的电流模式多功能高阶滤波结构。
通过选择合适的输入电流，该结构能够同时实现低通、带通、高通和带阻等功能，其品质因素Q和角频率ω0都可以通过调整CCTA的偏置电流（ IB ）来实现电调谐。
此n阶滤波器仅仅包含n个CCTA和n个接地电容，具有最少的有源和无源器件数目，电路结构简单，非常适合制作全集成IC。
最后采用PSPICE仿真验证了所设计电路的性能。
%A cascadable current-mode multifunction filter using CCTA is proposed. By properly selecting the applied input currents;it can simultaneously realize low-pass, band-pass, all-pass, and high-pass and band-reject responses from one topology without any component matching conditions. Both of the parameter ω0 and Q can be tuned electronically inde-pendently over a wide range by varying the bias current( IB )of the CCTA without affecting each other. Additionally, the proposed nth-order filter is only composed by n CCTAs and n grounded capacitors. So the configuration has the least number of passive and active components;the proposed configuration enjoys having simple structure, and it is highly suit-able for IC implementation. The realized circuits are simulated with SPICE to exhibit its performance.【期刊名称】《计算机工程与应用》【年(卷),期】2015(000)019【总页数】5页(P231-235)【关键词】n阶滤波器;电流模式;电流传输跨导放大器(CCTA)【作者】周细凤;曾荣周;孙静【作者单位】湖南工程学院电气信息工程学院，湖南湘潭 411101;电子科技大学电子薄膜与集成器件国家重点实验室，成都 610054;湖南工程学院电气信息工程学院，湖南湘潭 411101【正文语种】中文【中图分类】TN911.711 引言基于电流传送器类积木块的滤波器具有较宽的带宽，较大的线性范围，以及较大的动态范围等诸多优点，因此采用电流传送器构成的电流模式或者电压模式滤波器，一直备受广大电路设计工程师的青睐。
基于CCCⅡ的双二阶电流模式多功能滤波器结构
基于CCCⅡ的双二阶电流模式多功能滤波器结构黄巍;江金光【摘要】提出了一种基于CCCⅡ的三输入单输出多功能电流模式双二阶滤波器结构.该滤波器结构简单,仅包含两个MOCCCⅡ,一个电阻和两个接地电容.该结构通过选择不同的输入端和输出端可以得到4个三输入单输出二阶多功能滤波电路,这4个电路均可以实现低通、高通、带通、带阻、全通滤波功能,并且角频率ω<,0>和品质因素Q可以实现独立可调,具有很低的无源和有源灵敏度.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2009(032)003【总页数】4页(P78-80,84)【关键词】电流控制电流传送器;电流模式;三输入单输出滤波器;低灵敏度【作者】黄巍;江金光【作者单位】武汉大学卫星导航定位技术研究中心,湖北,武汉,430079;武汉大学卫星导航定位技术研究中心,湖北,武汉,430079【正文语种】中文【中图分类】TN7130 引言自电流传送器(Current Conveyor,CC)问世以来，采用电流传送器来实现多功能有源滤波器的功能和优点受到广泛关注[1]。
基于第二代电流传输器 (The SecondGeneration Current Conveyor,CCⅡ) 的电流模式滤波器由于其带宽，线性和动态范围等性能比运算放大器(Operational Amplifier) 更优越而被广泛研究[2]。
FABRE A等人则利用双极型晶体管的线性互导特性，提出了电流控制电流传送器(CCCⅡ)[3,4],从而将电流传送器的应用拓宽到电子可调谐功能的领域[2] 。
近年来，很多三输入、单输出多功能二阶滤波器被陆续提出。
在文献[1，2，5-10]中，都提出了三输入、单输出二阶多功能滤波器，但是他们的电路结构不够简单,使用不够灵活。
CHIU W Y，HORNG J W等提出的三输入、单输出滤波器[1，5-7]，能实现多种滤波功能,可是所用的有源器件太多(文献[1]中需要3个DDCC和4个RC元件，文献[5]中需要3个CCⅡ和5个RC元件,文献[6]中需要3个CCⅡ和6个RC元件,文献[7]中需要5个CCⅡ和8个RC元件),而且角频率ω0和品质因素Q不能独立可调。
MOOTAS和CCCII电流模式通用滤波器
基于MO-OTAS和CCCII电流模式通用滤波器近些年来,电流模式电路引起了学术界地浓厚兴趣,其中电流控制第二代电流传送器(CCCII>和跨导运算放大器(OTA>作为电流信号信号处理中地基本有源器件,在连续时间过滤器中得到了广泛应用.因而大量有关采用跨导运算放大器(OTA>和电流控制第二代电流传输器(CCCII±>构成地电流模式滤波器地文献不断见诸报道.跨导运算放大器是一种电压控制地电流源器件,该器件电路结构简单,高频性能好,很适合实现全集成连续时间滤波器.另外,第二代电流控制传输器CCCII除了具有上述各项优点外,尤其适合在高频和高速信号领域中应用.此外,电路中具有本质电阻(Intrinsic Re-sistance>地特点,使得由它设计地电路更具弹性.因而关于OTA与CCC相结合地电路设计也受到广大研究人员地高度重视.在此,提出使用一个MO-CCC,两个MO-OTAS和三个接地电容所组成地电流模式通用滤波器.该设计相对于以往地一些电路而言,不仅所有电容全部接地利于集成,而且中心频率和品质因数独立可调.针对所提电路进行仿真,仿真结果表明所提出地二阶电流模式滤波器电路方案地正确性.1 MO—OTAS和CCCII士简介跨导运算放大器CCCII士和电流传输器MO-OTAS电路符号及原理如图1,图2所示.由图2可知,理想地(>TA地传输特性是：式中：Io是输出电流；Vd是差模输入电压；gm是开环增益,称为跨导增益,它是外部控制电流Ib地函数.CCCII±地端口特性由下列混合矩阵方程给出：b5E2RGbCAP式中：Rx是X端地输入电阻,由偏置电流Ib控制,关系式为RX=VT／2Ib,在T=300 K地常温下VT=26 mV.2 电路分析一种将MO-OTAS和CCCII±相结合所得到地双二阶滤波器如图3所示.其中,Iin为输入电流；Ilp,Ihp,Ibp分别为低通、高通、带通输出函数.该电路地有源器件在输入端输入信号时,在输出端通过电流镜技术可以获得多个输出,而且由于输出端地高阻抗,可以将各个输出端任意组合而得到二阶陷波和全通函数.p1EanqFDPw由MO-OTAS和CCCII±地端口特性,经电路分析得到如下地电流传输函数：并且通过低通与高通地线性组合可得到带阻如下：式中：D(K>=S2+S(gm1／C1>+gm2／(C1C2RX>将上式通过变换可得如下函数：式中：参数ω0和Q由下式表达：为了简化分析式(8>,式(9>,这里假设gm1=gm2=gm,而且C2=C3=C,当调节C1或gm1地数值时,可以看见Q在随其变化,而ω0仍然保持不变.可见,滤波器地特征频率和品质因数可以独立进行调节.3 灵敏度分析根据灵敏度计算公式 DXDiTa9E3d得到地中心频率ω0和品质因数Q相对于电路中地各元件(RX,C1,C2,Gm>地灵敏度如表1所示.4 实例设计与计算机仿真为了验证上述所提出电路方案地正确性,对图3电路方案进行了HSpice仿真,并与理论值相比较.使电路元器件符合设计地电路要求,在模型MO—OTAS和DO-CCII地基础上,修改了其电路图,如图4所示.RTCrpUDGiT为了实现上述电路功能,设置CCCII±中地偏置电流Ibi=6．0μA,偏置电压VDD=-VSS=1．85 V,PMOS地宽和长分别为W=3μm,L=2μm；NMOS地宽和长分别为W=3μm,L=4μm.设置OTA中地偏置电流Ibp=5．5μA,偏置电压VDD=-VSS=1．85 V,PMOS与NMOS地宽长是W=4 μm,L=2μm.作为一个设计例子,将低通、高通、带通、带阻和全通地中心频率设置为10 kHz,设置电路电容为C1=C2=C3=10-9F,仿真结果如图5、图6所示.其中,图5为低通、高通、带通、带阻波形.图6为调节CCCII中偏置电流Ibi,使其分别为3μA,6μA,12μA,24μA下所得到地低通波形图像.5PCzVD7HxA由表1,表2可以看出,改变电路品质因数Q地值,可以通过两种方法实现,即调节电路和改变硬件.对于电路地调节,可以给定C1=C2=C3=1×10-9F,只需调节OTA1地偏置电流,进而改变跨导地大小,以此表达改变品质因数地目地.另外一种是通过jLBHrnAILg变C1地大小来改变品质因数.图7,图8分别以带通和带阻来实现上述功能.5 结语这里提出一种新颖地MO-OTAS和CCCII相结合地二阶多功能电流模式滤波器,所设计地滤波器频率可调,只需适当调节CCCII地偏置电流,即可达到调节CCCII内部电阻RX,使得滤波器地调谐能力大大提高.另外,还提出了两种改变品质因数地方法,通过实验证明了中心频率与品质因数之间地相互独立性, 而且由于没有使用浮地电容,便于实现集成.且ω0,Q对无源元件灵敏度低.仿真结果验证了它在较宽地频率范围内表现良好.xHAQX74J0X。
基于运放的电流模式六阶低通全集成新型滤波器
基于运放的电流模式六阶低通全集成新型滤波器
刘崇新;张永涛;赵录怀
【期刊名称】《电路与系统学报》
【年(卷),期】1998(3)4
【摘要】本文提出了以运算放大器为基础的一种新型电流模式ＭＯＳＦＥＴ－Ｃ全集成精确连续时间平衡结构六阶低通滤波器电路。
并应用ＰＳＰＩＣＥ通用模拟电路程序，对其幅频特性和相频特性进行了计算机仿真分析，得出了几点实用的结论。
【总页数】5页(P77-81)
【作者】刘崇新;张永涛;赵录怀
【作者单位】西安交通大学;西安交通大学
【正文语种】中文
【中图分类】TN713.803
【相关文献】
1.基于运放的全集成MOSFET—C电流模式滤波器的实现及仿真 [J], 高崇新
2.基于新型电流模式积分器的全集成滤波器 [J], 赵录怀;邱关源
3.基于MO-CCCDTA的电控调谐电流模式六阶椭圆带通滤波器 [J], 李永安
4.基于CF的全集成MOSFET—C六阶低通滤波器的仿真分析 [J], 刘崇新
5.全集成精确连续时间六阶低通滤波器的谐波计算机分析 [J], 刘崇新;巫志媛
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交叉耦合介质谐振腔滤波器
交叉耦合介质谐振腔滤波器王陆山;冯全源【摘要】论述了TE01模介质谐振腔滤波器的设计方法.主要分析了介质谐振腔的设计、谐振腔之间的耦合,包括电耦合与磁耦合的实现.为了使TE01模滤波器与其他高Q值的滤波器具有可比性,采用交叉耦合来实现高性能滤波特性.仿真设计了一个6阶准椭圆函数滤波器,4个传输零点对称的分布在通带两侧,实现了较好的带外抑制.最后设计了一个同轴腔与介质谐振器混合耦合的滤波器,用来抑制介质滤波器寄生通带的影响.【期刊名称】《电子器件》【年(卷),期】2013(036)005【总页数】4页(P627-630)【关键词】滤波器;介质谐振腔;同轴谐振腔;交叉耦合【作者】王陆山;冯全源【作者单位】西南交通大学微电子研究所,成都610031;西南交通大学微电子研究所,成都610031【正文语种】中文【中图分类】TN713近年来，现代通信技术的迅速发展，使得对通信系统装备的重量及尺寸要求越来越高。
特别是移动通信系统，对滤波器、双工器的要求很高，不仅要性能可靠、插损低、而且体积要小，具有高的选择性。
介质滤波器［1-3］因具有体积小、插损低和稳定性好的特点，已广泛应用于雷达、卫星和移动通信系统。
目前，有多种形式的介质滤波器，比如多模滤波器、混和模滤波器和单模滤波器。
多模滤波器和混和模滤波器的特点是插损低、体积小以及能够实现椭圆函数功能。
然而，这些滤波器的寄生通带性能差、设计复杂、难以调试以及加工费用高。
单模滤波器设计简单，布局灵活，加工成本低，相对应的不足之处在于有较大的尺寸和重量。
平面布局的TE01模介质滤波器［3］在引入交叉耦合［4］技术后可以实现准椭圆函数功能［5］。
其中，准椭圆函数滤波器是基于切比雪夫函数，在其通带外引入有限的传输零点，使得带外抑制可以做的非常高，带内的特性与切比雪夫滤波器相同，其带外有限传输零点的位置数目灵活，可控。
因此，采用准椭圆函数实现的TE01模介质滤波器，在阻带能够产生传输零点，其性能几乎可以赶上HE11双模介质滤波器［6］。
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2011 年 6月 JOURNALOF CIRCUITS AND SYSTEMS June ，2011 文章编号：1007-0249 (2011) 03-0129-04基于MO-CCCDTA 的电控调谐电流模式六阶椭圆带通滤波器*李永安（咸阳师范学院 物理与电子工程学院，陕西 咸阳 712000）摘要：提出了一个多输出电流差分跨导放大器（MO-CCCDTA ），利用它设计了一个电流模式二阶带通、二阶高通带阻和二阶低通带阻电路，以此为基础，利用级联法设计了电流模式六阶椭圆带通滤波器。
该滤波器仅使用3个MO-CCCDTA 、1个CDTA 和7个电容，通过调节偏置电流，各滤波器参数均能被电控调谐。
计算机仿真表明电路正确有效。
关键词：六阶椭圆带通滤波器；电流模式；电控调谐；多输出电流控制电流差分跨导放大器 中图分类号：TN722.7+7文献标识码：A1 引言电流控制电流差分跨导放大器（CCCDTA ）是一种结合了CCC Ⅱ和OTA 优点的新型电流模式器件，因此由CCCDTA 构成的电路性能[1~5]优于CC Ⅱ、CCC Ⅱ和OTA 组成的相应电路[6~8]，文[1,2]报导的振荡器、文[3~5]报导的二阶通用电流模滤波器已很好的说明了这一点。
然而上述电流模滤波器仅限于二阶，基于MO-CCCDTA 的高阶电流模式滤波器尚不多见。
为此，本文提出了一个具有三个电控参数的多输出电流差分跨导放大器（MO-CCCDTA ），先利用它设计了三个参数可电控调节的二阶电流模式模块电路：二阶带通、二阶高通带阻和二阶低通带阻电路，再基于该模块电路，用级联法设计了电流模式六阶椭圆带通滤波器。
该滤波器仅使用3个MO-CCCDTA ，1个CDTA 和7个电容，通过调节MO-CCCDTA 的各个偏置电流，滤波器参数均能被电控调谐。
计算机仿真表明电路正确有效。
2 电路原理2.1 多输出电流差分跨导放大器在CCCDTA 内部增加一个跨导放大级，并通过在输出端增加电流镜，可使x 端口数目随意增加，即可构成MO-CCCDTA ，其电路符号和等效电路如图1所示[9]，其端口特性可由下面的一组方程给出： 12211121 z m x z m x n p z z n n n p p p V g I V g I I I I I I R V I R V ==−==== （1） 其中R p 、R n 分别为p 端口和n 端口的输入电阻： 12B Tn p I V R R == （2） g m 1、g m 2为MO-CCCDTA 一级和二级跨导：TB m TB m V I g V I g 2 23221== （3）式（2）、（3）中I B 1、I B 2和I B 3为MO-CCCDTA 的偏置电流，V T 为热电压。
2.2 基于MO-CCCDTA 的二阶节* 收稿日期：2009-10-09 修订日期：2009-12-21基金项目：陕西省教育厅自然科学研究基金资助项目（Z010JK889）；咸阳师范学院重点科研基金资助项目（07xsyk206）(a) MO-CCCDTA的符号(b) MO-CCCDTA 的等效电路图 1 MO-CCCDTA 的符号和等效电路图2给出了基于MO-CCCDTA 多功能电流模式二阶电路，其中有一个大反馈环，沿大反馈环路，其环路增益为)]1(/[2C sR sC g p m +−。
使用Mason 公式，可得电路的图行列式为)1(12C sR sC g p m ++=∆从电流源I i 到输出端I obp 的前向通道增益为)1/(1C sR p +−，由梅森公式知相应的传输函数为222///CR g C R s s CR s I I p m p p iobp ++−= （4）显然这是一个二阶带通滤波器。
结合式（2）、（3），可知电路的极点频率和品质因数分别为 31211B B T p m o I I CV R g Cω==（5） 1321B B I I Q =（6） 滤波器带通增益为1=BP H （7）式（5）、（6）表明，通过调整MO-CCCDTA 的偏置电流I B 1、I B 3，可实现所需的极点频率和品质因数，这是构成电控调谐高阶滤波器的基础。
图3给出了基于MO-CCCDTA 电流模式二阶高通带阻电路，显然它与图2有相同的环路。
从电流源I i 到输出端I olp 和I ohp 的前向通道增益分别为)1(/1C sR sC g p m +、)1/(C sR C sR p p +，由梅森公式知相应的传输函数为22221///C R g C R s s C R g I I P m P P m i olp ++=， 2222//C R g C R s s s I I P m P i ohp ++=， 222212///C R g C R s s C R g s I I P m P P m i o +++=显然这是一个二阶高通带阻滤波器，其极点频率和品质因数仍为式（5）、（6）所示。
该滤波器零点频率为3211B B o P m n I I ωR g C ω== （8）高通增益为1=HP H （9）低通增益为3221B B m m LPI Ig g H == （10）图4给出了基于MO-CCCDTA 电流模式二阶低通带阻电路，显然仍与图2有相同的环路。
若选择C C C =+21，则从输入I i 到输出端I obp 和I ohp 的前向通道增益分别为)1(/2C sR sC g p m +、)1/(C sR C sR p p +，由梅森公式知相应的传输函数为222///C R g C R s s C R g I I P m P P m i olp ++=， 22122//)/(C R g C R s s C C C s I I P m P i ohp +++=， 2222122///)/(C R g C R s s C R g C C C s I I P m P P m i o ++++=显然这是一个二阶低通带阻滤波器，其极点频率和品质因数仍为式（5）、（6）所示。
该滤波器零点频率为21221111C CR g CC C o P m n +=⋅+=ωω （11） 低通增益为 1=LP H （12）图4 基于MO-CCCDTA的低通带阻滤波器图 3 基于MO-CCCDT的高通带阻滤波器图 2 基于MO-CCCDTA的二阶带通滤波器第3期 李永安：基于MO-CCCDTA 的电控调谐电流模式六阶椭圆带通滤波器 131高通增益为 212C C C H HP +=（13）2.3 电控调谐六阶椭圆带通滤波器考虑一个椭圆滤波器，其中心频率为1MHz ，f o 处增益为12.9dB ，通带纹波为1dB ，带宽为0.5MHz ，高于2.2MHz 、低于0.45MHz 至少衰减37.1dB 。
这个椭圆滤波器可用一个六阶滤波器来逼近[10,11]，而这个六阶滤波器可通过级联一个二阶带通、一个二阶高通带阻和一个二阶低通带阻来实现，如图5所示，其中每个二阶节的参数如表1所示[10]。
因此，该电路的传输函数为：126212212621221262610843.631092311.0)1079.227(28.0 10363.241057024.0108278.610438.39105942.1105942.1)(×+×+×+××+×+×+××+×+×−=s s s s s s s s s s H （14）由于第一个二阶节是一个带通滤波器，其输出电流具有高阻抗，因此可直接与第二个二阶节相联。
第二个二阶节是一个高通带阻滤波器，其输出是高通输出和低通输出之和，而高通输出不具有高阻抗特点，其输出必须接地或虚地，因此在第二个二阶节后紧跟一个单位电流缓冲器，而单位电流缓冲器可用1个CDTA 实现[2 ]。
第三个二阶节是一个低通带阻滤波器，其输出与第二个二阶节类似，当输出没有接地或虚地时，其后也应跟一个单位电流缓冲器[2]。
每个二阶节参数都可通过调节相应MO-CCCDTA 偏置电流设置。
选nF 1.021==+C C C ，将表1中每组参数分别代入式（5）、（6）、（7），式（5）、（6）、（8）、（9）、（10），式（5）、（6）、（11）、（12）、（13），可得每个二阶节的偏置电流数值及通带增益，如表2所示，且nF 72.01=C ，nF 28.02=C 。
从而实现六阶椭圆带通滤波器。
该滤波器仅由3个MO-CCCDTA ，1个CDTA 和7个电容组成，结构简单，易于集成。
滤波器参数具有电控调谐的特点，因次电路优于CDTA 的相应电路。
3 仿真结果为了验证电路的正确性，先把文[9]中的MO-CCCDTA 修饰为图6所示的MO-CCCDTA ，再在EWB5.0平台上创建图1所示的MO-CCCDTA 子电路模型（V 5.1=CC V ，V 5.1−=EE V 。
NPN 管，PNP 管参数均为：15A -1E =S I ，100BF =，ns 15.0=F T ，20Ω=B R ，10pF =JS C ，V 100=AF V ，0.2pF =JC C 。
），先实现图2、图3和图4，然后按图5电路仿真。
取0.72nF 1=C ，nF 28.02=C ，各MO-CCCDTA 的偏置电流按表2选取。
仿真结果如图7所示。
用EWB5.0表3 六阶椭圆带通滤波器参数比较参数f o (MHz)G (f o )(dB)BW (MHz)A max (dB)A (f <0.45MHz) (dB)A (f >2.2MHz)(dB)理论值 1 12.9 0.5 137.1 37.1 仿真值 1 11.88 0.52 1.02 37.4838.17 误差 0% -7.91% 2% 2%1.024%2.884%图5 基于MO-CCCDTA 的六阶椭圆带通滤波器表1 1MHz 椭圆带通滤 波器的级联节参数编号f o (MHz)Q f n (MHz)1 1 3.9392 2 0.785964 8.6557 0.4160843 1.27232 8.6557 2.40335表2 1MHz椭圆带通滤波器的偏置电流及通带增益二阶节IB 1(µA)I B 2(µA)I B 3(µA)H LPH HPH BP1 20.7 1286 12 7.4 623 2222 0.28 1 3 12 3596 1 0.28图6 MO-CCCDTA 的一种双极型实现132 电路与系统学报 第16卷提供的指针可测得：MHz 1=o f ，dB 88.11)G(=o f ，0.52MHz =BW ， 1.02dB max =A 。