正激变换器工作原理及基本及基本设计
电源拓扑结构介绍----正激和反激
TX2
* ***
36 V2 IRF530 R2 C2
TX1
D1N4148
* ***
36 V1 R1 C1
R1 C1
***
***
Q2
(a)Q导通
2012-10-31
(b) Q关断
(C) Q关断，电 20 流断续
3. 反激变换器的工作原理分析
下面讨论flyback工作在电流连续模式下的工作原理：
2012-10-31
5
2012-10-31
2. 带复位绕组的正激变换器的工作原理分析
正激变换器的主要理论波形
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下面讨论电感电流连续时forward变换器的工作原理：
1. 模态1 [对应于图 (a)] 在t=0时，Q1导通，Vin通过Q1 加 在原边绕组W1上，因此铁芯磁化，铁芯磁通Ø增加：
在t=Ton时，铁芯磁通Ø的增加量为Vin/W1*D*Ts。 那么副边绕组W2上的电压为：Vw2=W2/W1*Vin=Vin/K12。 式中，K12=W1/W2是原边与副边绕组的匝比。
此时，整流二极管D1 导通，续流二极管D2截止，滤波电
感电流iL1线性增加，这与buck变换器中开关管Q1导通时一样， 只是电压为Vin/K12。
2. 模态2 [对应于图 (b)] 在Ton时刻，关断Q1， 原边绕组和副边绕组中没有电流流过，此时变压器 通过复位绕组进行磁复位，励磁电流iM从复位绕组 W3经过二极管D3回馈到输入电源中去。那么复位 绕组上的电压为：Vw3=-Vin；原边绕组上的电压为： Vw1=-K13*Vin；副边绕组上的电压为：Vw2=-K23*Vin。
D2 D1N4148 C1
R1
Q1
W3
正激变换器磁性元件的设计
正激变换器磁性元件的设计正激变换器磁性元件除了变压器外，还有一个电感器，即扼流圈。
一般的资料上都是从变压器开始算起的，但本人认为应该从电感器开始算起比较好，这样比较明了，思维可以比较清楚。
因为正激变换器起源于BUCK变换器，而BUCK变换器，其功率的心脏是储能电感，因此，正激变换器的功率心脏是扼流圈，而不是变压器，变压器只有负责变电压，并没有其它的功能，功率传输靠得是电感。
当然一般书上从变压器算起，也未尝不可，但这样算，思路不是很明确，也不容易让读者理解。
下面我演示一下我的算法，希望对读者能有所帮助。
电感器的设计首先，以滤波电感为研究对象，进行研究。
在一个周期中，开关管开通的时候，滤波电感两端被加上一个电压，其电流不是突变的，而是线性的上升的，有公式I=V*TON/L，这几项分别表示电感电流的增量，输入电压，开通时间，电感量。
而这个电压是变压器副边放出的。
在开关管关断的时候，电感器以一个恒定的电压放电，其电流即会线性的下降，同样遵守这个公式，即I=V o*TOFF/L，一个周期中，放电电流等于充电电流，所以上两式相等，再用1-D代替TOFF，D代替TON，于是从上两式中得到V o=V*D。
画出电感两端的电压电流波形如下图。
电感两端电压电流波形上有电流波形，下为电压波形。
所以，我设计的第一步就是确定这个原边电流的波形。
第一步，确定电感充电电压值。
首先，确定开关管开通的时候，加在电感器两端的电压V，这个电压由设计者自己设定，选定这个电压后，最大占空比D即确定了。
第二步，设定电感电流的脉动值IR，不妨自己把电感电流的曲线图画出来，大概和上面的相似。
然后再选定一个脉动电流的值，即上升了的电流或是下降的电流的值。
因为输出功率和输出电压是已知的，那么平均电流值IO就是知道的。
第三步，根据上面的条件，确定这个电流的波形。
要确定这个波形，要知道其峰值IP吧，上面的条件已经足够求出这个峰值了，有方程式IR/2+（IP-IR）=IO，解出IP=IO+IR/2第四步，设定电感量。
变换器的工作原理
变换器的工作原理
变换器是一种将电能从一种形式转换为另一种形式的电气设备。
其工作原理基于电磁感应定律和能量守恒定律。
变换器主要由一个铁心和两个线圈组成，分别称为主线圈和副线圈。
主线圈通常由电源提供交流电源，而副线圈则连接到负载。
当交流电通过主线圈时，通过线圈产生的磁场会穿过铁心并诱导出副线圈中的电流。
这是基于电磁感应定律，即磁场变化会导致电场的变化。
由于线圈的绕组比例不同，主线圈和副线圈之间的电压和电流也会有所不同。
根据能量守恒定律，输入电能等于输出电能。
因此，变换器可以将交流电的电压升高或降低，同时也能调整电流的大小。
通过控制主线圈的输入电压和频率，变换器可以实现不同的转换操作。
例如，当输入电压较高时，变换器可以将其降低到适合负载的水平。
相反，当输入电压较低时，变换器可以将其升高到符合负载要求的水平。
除了改变电压和电流的大小外，变换器还可以实现直流电到交流电的转换，这种变换被称为逆变。
变换器还能实现交流电到直流电的转换，这种变换称为整流。
总之，变换器是通过利用电磁感应定律和能量守恒定律来将电
能从一种形式转换为另一种形式的电气设备。
它可以改变电压和电流的大小，实现不同形式的电能转换。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但.是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。
谐振复位双开关正激变换器
谐振复位双开关正激变换器CATALOGUE目录•引言•谐振复位双开关正激变换器的工作原理•控制电路与驱动设计•变换器的性能评估•变换器的应用案例与比较•总结与展望引言CATALOGUE 01定义与特性类型与分类谐振复位双开关正激变换器概述工作原理应用领域工作原理和应用领域目的本报告旨在详细介绍谐振复位双开关正激变换器的工作原理、特性、应用领域等方面的内容，为读者提供全面的了解和参考。
结构本报告首先介绍谐振复位双开关正激变换器的概述和工作原理，然后分析其特性、性能优势以及应用领域，最后总结报告内容并展望未来发展趋势。
本报告的目的和结构谐振复位双开关正激变换器的工作原理CATALOGUE02工作模式说明工作模式1在输入电压的正半周，开关管Q1导通，谐振电容Cr与主变压器Tr的原边绕组Lp1谐振，将能量传递到副边，同时给输出电容Co充电，为输出负载提供能量。
工作模式2在输入电压的负半周，开关管Q2导通，谐振电容Cr与主变压器Tr的原边绕组Lp2谐振，同样将能量传递到副边，维持输出电压稳定。
开关管Q1、Q2谐振电容Cr主变压器Tr输出整流二极管D1、D2关键元器件及其功能输入电压波形为正弦波，经过全桥整流后得到脉动的直流电压。
为具有一定死区的互补PWM波，用于控制开关管的导通与关断。
在开关管导通期间，谐振电容电压近似为正弦波；在开关管关断期间，谐振电容通过主变压器原边绕组放电。
在开关管导通期间，原边绕组电流逐渐上升；在开关管关断期间，原边绕组电流通过谐振电容放电回路逐渐减小。
根据负载情况和输出电压要求，副边绕组电压电流波形会有所不同，但总体上呈现稳定的直流特性。
工作波形和电压电流特性开关管驱动波形原边绕组电流波形副边绕组电压电流波形谐振电容电压波形控制电路与驱动设计CATALOGUE03010203调制方式选择控制策略及实现方法软开关技术控制算法设计变换器的性能评估CATALOGUE04评估方法通过对变换器输出波形进行观测和分析，可以判断其工作稳定性和效率。
Flyback正激变换器的工作原理
第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
正激式直流变换器的设计
计算变压器、扼流圈
2. 技术指标
• • • • • • 输入电压 单相交流100V
输入电压变动范围 交流85～132V 输入频率 输出电压 50/60Hz V0=5V
输出电压变动范围 4.5～5.5V 输出电流 I0=20A
3.工作频率的确定
工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。 选用较高工作频率较高时 •优点: 可使输出滤波器小型化； 可使输出变压器可小型化； 1 1 暂态响应速度快。 T s 3 f 0 20010 •缺点： 主开关元件的热损耗增大； 噪声增多； 所使用的元器件（控制IC、主开关元件、输出二极 管、输出电容以及输出变压器的铁心等）受到限制。 零部件及配置型式，都受到限制。 输出变压器绕组要格外注意。 还有电路设计等都受到限制。另外还要注意输出变压 器绕组匝数。因此这里基本工作频率选为200KHz。
p
2
V
I
p
V
2
D
V
V
1
1
3
D
3
Q
b） a） （1）复位电路如上图a）所示，开关Q导通期间，变压器T1的 磁通增加，磁能就储存在变压器T1中；又当开关Q关断期间， 即释放出已励磁的磁能，以使磁通恢复为剩余磁通。T1上绕有
复位专用的绕组，在关断期间可使磁能通过D3向输入端回馈。
_
_
Q
2
变压器初级绕组N1上的电压为：
1950 2200 2390 1630 2070 2350
8200
10000
0.022
0.018
0.055
0.045
2550
2900
6800
8200
0.022
0.018
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网， 有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同 步整流电路的复杂度图2-2高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常^C oOs3^rD3 F VT4D4，oos4CoRIfl VT3图2-1低边有源箝位电路 Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitVin VT2N1:N2■■'Lo'VT1 D1相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。
正激变换器工作原理
正激变换器实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开DC-变关电源的输入输出往往需要电气隔离。
在基本的非隔离DCDC-变换换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC 器。
例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。
一工作原理1 单管正激变换器单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。
图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器图（a1）BUCK变换器图（a2）单端正激变换器BUCK 变换器工作原理：电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等，由电感周期内充放电平恒可以得到：⎰==Tdt Lu T L U 001即：可得：单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。
其工作状态如图如图（a3）所示：图（a3）单端正激变换器工作状态开关管Q 闭合。
如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图⎰⎰=--O NO Nt Tt o o i dt U dt U U 0)(ii ONo o o i OFFo ON o i DU U Tt U T D U DT U U t U t U U ==-=-=-)1()()(a4所示，图（a4）根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。
在此期间，电感电压为：O I L U U N N u -=12开关管Q 截止。
开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降:O L U U -=在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此：()S O S I T D U DT U U N N ⨯-⨯=⨯⎪⎭⎫⎝⎛-1120 得：I O DU N N U 12=由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，比BUCK电路只多了一个变压器的变化。
正激电路的应用-概述说明以及解释
正激电路的应用-概述说明以及解释1.引言1.1 概述正激电路是一种电子设备中常见的电路结构，它通过控制电流的流动来实现对电路的正向激励。
正激电路具有许多优点，例如结构简单、性能稳定、效率高等特点，因此在各种电子设备中得到了广泛的应用。
本文将对正激电路的原理、优点以及应用领域进行详细介绍，希望能够帮助读者更好地了解和应用正激电路。
1 概述部分的内容1.2 文章结构文章结构是指文章整体的构成和组织方式。
本文的结构分为引言、正文和结论三个部分。
在引言部分，会进行概述正激电路的基本概念和意义，介绍文章的结构和目的，为读者提供整体的认识和导向。
接下来是正文部分，主要包括正激电路的原理、优点和应用领域。
通过对正激电路的原理进行详细介绍，可以帮助读者理解其工作机制；探讨其优点可以帮助读者了解为何正激电路在实际应用中有所优势；分析其应用领域可以展示正激电路在不同领域中的具体应用案例，帮助读者理解其现实意义。
最后是结论部分，对正激电路的重要性进行总结，展望其未来发展，强调文章的主要观点和论证，以及对正激电路在未来的发展方向进行展望，为整篇文章画上一个完整的句号。
1.3 目的本文旨在探讨正激电路在电子领域中的广泛应用。
通过深入分析正激电路的原理、优点和应用领域，可以更好地了解正激电路在电源系统、变换器、驱动器等方面的作用与重要性。
同时，通过对正激电路的研究和应用实例的介绍，有助于拓展我们在电子设计和应用方面的视野，提高电子技术人员的实际操作能力。
本文旨在为读者提供一份全面的正激电路应用指南，帮助读者更好地理解和应用正激电路技术，进一步推动电子领域的发展和创新。
2.正文2.1 正激电路的原理正激电路是一种电子电路，通过这种电路可以将交流电信号转换为直流电信号。
其原理是利用一个谐振电路来控制开关器件（如晶闸管或MOSFET）的导通和截止，从而实现对输入电压的控制和调节。
在正激电路中，当输入电压为正半周时，开关器件导通，电源能量储存在电感中，此时电流增大，电荷存储在电容中；反之，当输入电压为负半周时，开关器件截止，储存在电感中的能量释放，给负载供电，同时电容中的电荷也被释放。
正激变换器
41
如果电感电流小于临界电流，或电感值过小， 工作在DCM状态。 断续时，占空比不仅与输入电压有关，还和输 出负载电流有关 对于反馈闭环控制而言，DCM和CCM均能达 到稳定输出要求 CCM控制中有两个极值（二阶系统），DCM 控制中有一个极值
40
断续工作模态分析
ICE IL0 ID1 ID2 ID3 IC0
25
电路分析方法
分段线性分析方法，将电路分为两种工作状态
26
Q导通时
Q截止时
变压器副边电压：
根据等效电路图有：
VN 2 = VL 0 + V0 =L
diL 0 dt
diL 0 0 dt
VL 0 + V0 = 0
+ V0
=
VN 2 −V0 L0
L0
即： diL 0 dt
diL 0 dt
+ V0 = 0
49
8
电压应力分析（Q）
电流应力分析（Q）
晶体管关断磁复位时，Q上承受最大电压为
晶体管的电流最大值为
I QI (max) = ( =( ∆I N2 )( I o + ) + 磁化电流I m N1 2 DT V N2 ∆I )( I o + ) + s I N1 2 L1
UQ = Ui + U = Ui + Ui
21
工程设计上，有时外加如图电容起到箝位作 用。 电容参数设计需注意，如果过大，会将输入纹 波引到输出侧 变压器的设计需要考虑绝缘要求，尤其在高压 输入场合 所以将N1和N3分绕 在不同平面，既减小 电压应力，也起到电 压箝位作用
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法刘耀平(深圳华德电子有限公司，广东深圳518066）摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。
增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。
基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。
实验结果验证了理论分析和设计方法。
关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。
为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。
因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。
本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。
2正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关S a（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
有源钳位正激变化器工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的任务原理之老阳三干创作2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、任务可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合.但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路,以实现高频变压器的磁复位,避免变压器磁芯饱和[36].传统的磁复位技术包含采取第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定的优点,但是同时也存在一些缺陷[37-39].(1)第三复位绕组技术采取第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟,变压器能量能够回馈给电网.它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较庞杂；变压器磁芯不是双向对称磁化,因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大.(2)RCD箝位技术采取RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单,成本低廉.它存在的缺点是：在磁复位过程中,磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯利用率较低.(3)LCD箝位技术采取无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高.它存在的缺点是：在磁复位过程中,箝位网络的谐振电流峰值较大,增加了开关管的电流应力和通态损耗,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯利用率较低.而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上,增加了由箝位电容和箝位开关管串联组成的有源箝位支路,虽然与传统的磁复位技术相比,有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管,提高了变换器的成本,但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大,从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中,寄生元件中存储的能量可以回馈到电网,有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化,任务在B-H回线的第一、三象限,因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波,能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号,因而大大降低了同步整流电路的庞杂度.图2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuit图2-2高边有源箝位电路Fig.2-2High-Side active clamp circuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路,这两种电路虽然看上去很是相似,但在任务细节的具体实现上还是存在着很多不同[40].本设计采取的是如图2-1所示的低边箝位电路.在此对这两种电路的不合点做一个简要的阐发.(1)箝位电路的组成如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在主功率开关管的两端,一般称之为低边箝位电路.如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在变压器的两端,称之为高边箝位电路.这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不合,主要是因为其内部体二极管的导通标的目的不合.对于相同的电压和相同的模片区域,P 沟道功率MOSFET 比N 沟道功率MOSFET 的通态电阻要更高,通态损耗要更大,并且价格也要更贵.(2)箝位电容上的电压 忽略电路中漏感的影响,按照变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理,可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：inc 1V V D=-(2-1) 由式(2-1)可知,c V 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路.同理,可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：inc 1DV V D=- (2-2)由式(2-2)可知,c V 的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路.(3)栅极驱动的实现办法 箝位电路选择的不合,对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不合.对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说,箝位开关管VT2要采取浮驱动,因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现.而低边箝位电路的箝位开关管为P 型管,那么对于它的驱动来说,只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现.相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说,高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦并且成本也较高.关于箝位开关管栅驱动的具体设计办法将在以后的章节中进行详细地论述.本课题选用的是低边箝位电路,主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单,不需要外加驱动变压器.此外,许多半导体公司已经专门针对这种变换器开收回了一系列的P 沟道功率MOSFET,因而在选取器件时已经没有了很大的限制.2.2有源箝位正激变换器的任务原理基于上面的阐发,本文采取的是低边箝位电路,其主电路拓扑结构如上图2-1所示.在图2-1所示电路中,1VT 为主功率开关管,箝位电容c C 和箝位开关管2VT 串联组成有源箝位支路,并联在主功率开关管1VT 两端.m L 为励磁电感,r L 为变压器漏感和外加电感之和.r C 为主功率管1VT 、箝位开关管2VT 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和.变压器的副边由3VT 、4VT 组成自驱动的同步整流电路,以减小开关的损耗,提高变换器的效率.o L 为输出滤波电感,o C 为输出滤波电容.为了简化阐发过程,在阐发电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的. (2)箝位电容c C 远大于谐振电容r C .(3)输出滤波电感o L 足够大,则其上的输出电流不变,可以认为是一个恒流源,同理,输出滤波电容o C 足够大,则其上的输出电压不变,为一个恒压源.(4)谐振电感r L 远小于励磁电感m L .(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为12n=N :N .(6)为了使主管能完全实现ZVS 开通,谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能.有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示.图2-3有源箝位正激变换器的主要参数波形 Fig. 2-3Waveforms of active clamp forwardconverter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个任务模式,其任务过程如下：(1)任务模式1(0t ~1t )在0t t 时刻,同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束,同步整流管3VT 导通,输入能量通过变压器和整流管3VT 传送到输出负载.因为此前3VT 的寄生二极管3D 处于导通状态,因此整流管3VT 实现了零电压开通.在该任务阶段内,谐振电感r L 和变压器原边励磁电感m L 上的电流在输入电压in V 作用下线性增长,这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：图2-4任务模式1Fig. 2-4State 1(0t ~1t )在这段时间内有：()()()()()()()m m r m m inL L 00m ro o inL o L L 00m r V L +L V L +L i t i t t t I I i t I i t i t t t n n=+*-=*+=+*-+ (2-3)在1t t =时刻,主功率开关管1VT 上的驱动信号消失,1VT 关断,该任务阶段结束.这个时间段的长度由变换器的占空比决定.(2)任务模式2(1t ~2t )在1t t =时刻,主功率开关管1VT 关断,在谐振电容r C 的作用下,主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升,因而1VT 实现了零电压关断.因为变压器副边电压()m gs th /n V V >依然成立,所以副边同步整流管3VT 仍然导通,输出电流通过整流管3VT .在该任务阶段内,谐振电容r C 、谐振电感r L 和励磁电感m L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：图2-5任务模式2Fig. 2-5State 2(1t ~2t )在这一时间段内有：()()()()()(){}()()inLr Lr 111111cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t t t t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=*--+**-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-4)式中：1Z =1ω=为谐振电路的角频率因为谐振电容r C 很小,谐振电路的特征阻抗1Z 很大,所以谐振电容r C 两端的电压能迅速增长,因此上式可改写为：()()()()()()()()()()in inLr Lr 111Lr 111m rLr 1cr Lr 11111rL +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+*-=*+*-≈**-=*- (2-5)在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：()()()()Lr 2m in cr in 2ri t V t V V t V t t C ≈-≈-- (2-6)当2t t =时刻,变压器两端的电压下降到0V,即：m cr in 0V u V ==，,该任务过程结束.(3)任务模式3(2t ~3t )在2t t =时刻,副边同步整流管的寄生二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V,则此时变压器原边激磁电流()Lm Lm 2i i t =坚持不变.在该任务阶段内,谐振电容r C 和谐振电感r L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示,那么在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 222cr in Lr 2222cos sin i t i t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-7)式中：2Z =2ω=图2-6任务模式3 Fig. 2-6State 3(2t ~3t )到3t t =时刻,谐振电容r C 上的电压谐振到()cr c 0u u t =,该谐振阶段结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管3D 和4D .(4)任务模式 4 (3t ~4t )在3t t =时刻,箝位开关管2VT 的寄生二极管2D 导通,该任务阶段内,激磁电流()Lm Lm 2i i t =坚持不变,()c r C +C 和谐振电感r L 一起进行谐振,变压器进入磁复位过程,因为电流Lr i 是正向的,在这个阶段可以给箝位管2VT 以导通信号,从而使2VT 实现零电压开通.这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：图2-7任务模式4Fig. 2-7State 1(3t ~4t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in 0Lr Lr 333333cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-8)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率当4t t =时刻,谐振电感上的电流为：()Lr Lm 3i i t =,此时3D 上的电流降为0,而4D 上的电流则上升为负载电流,体二极管3D 、4D 换流完成,该谐振阶段结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该阶段内,原边电流和副边电流,都是通过相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损耗的增加.(5)任务模式5(4t ~5t ) 当4t t =时刻,副边同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束,变压器原边电压升高,变压器的副边电压也随之升高.当副边电压大于同步整流管4VT 的门极驱动电压时,4VT 导通.因为此前是它的寄生二极管3D 导通,因而整流管4VT 实现了零电压开通.在该阶段内,箝位电容c C 和谐振电容r C 与激磁电感m L 和漏电感r L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-8所示：图2-8任务模式5Fig. 2-8State 5(4t ~5t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 4Lr Lr 444444cr in Lr 4444C 4in 44cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-9)式中：4Z =,4ω=.当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,即：Lr 0i =,箝位电容上的电压达到最大值,该谐振过程结束.(6)任务模式6(5t ~6t ) 当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,在该任务阶段,箝位电容和谐振电容()c r C +C 和激磁电感和漏电感()r m L +L 一起处于谐振状态.电容()c r C +C 将其储存的能量回馈到输入端；副边输出电流继续流过具有低导电阻的整流管4VT .这一时间段等效电路拓扑如图2-9所示：图2-9任务模式6Fig. 2-9State 6(5t ~6t )在这一时间段内有：()()()()()()in C 5Lr 555cr in C 5in 55sin cos V v t i t t t Z u t V v t V t t ωω-=*-⎡⎤⎣⎦=+-*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-10)式中：5Z =5ω=当6t t =时刻,箝位开关管2VT 的驱动脉冲消失,2VT 关断,该谐振任务阶段结束.(7)任务模式7(6t ~7t ) 在6t t =时刻,箝位开关管2VT 上的驱动脉冲消失,由于其结电容的存在,2VT 漏源两端的电压是缓慢上升,因此箝位开关管2VT 实现了零电压关断.由于副边耦合电压()m gs th /n V V >仍然成立,因此副边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管4VT .在该阶段内,变压器原边励磁电感m L 、谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,继续对变压器进行磁复位,谐振电容r C 将其存储的能量反应回输入端.这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：图2-10任务模式7Fig. 2-10State 7(6t ~7t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 6Lr Lr 666666cr in Lr 6666C 6in 66cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-11)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率在7t t =时刻,()()m cr in 0,V t V t V ==,该任务过程结束. (8)任务模式8(7t ~8t ) 在7t t =时刻,谐振电容两端的电压谐振到输入电压,即：()()m cr in 0,V t V t V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V.在该阶段内,谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,将其存储的能量反应回输入端,这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示,在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 777cr Lr 7777i cos sin in i t t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-12)式中：2Z =2ω=. 图2-11任务模式8 Fig. 2-11State 8(7t ~8t )当8t t =时刻,r C 上的电压谐振到0V,即：cr 0u =,该谐振过程结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管3D 和4D .(9)任务模式9(8t ~9t ) 在8t t =时刻,()cr 0u t =,原边电流经过主功率开关管1VT 的体二极管1D ,因为同步整流管的体二极管3D 、4D 仍在换流,变压器原副边的电压都被箝位在0V,所以()Lr in u t V =,即：谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-12所示.在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-13)在9t t =时刻,给主功率管1VT 以导通信号,1VT 导通,该任务阶段结束,因为此前是它的寄生二极管1D 导通,所以主管1VT 实现了零电压开通.图2-12任务模式9Fig. 2-12State 9(8t ~9t )从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该阶段,不管是原边电流,还是副边电流,都是通过相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损耗损耗的增加.(10)任务模式10(9t ~10t ) 在9t t =时刻,主功率管1VT 导通,在这一阶段,同步整流管的体二极管3D 、4D 继续换流,将变压器的原边电压箝位为0V,因此()Lr in u t V =,即谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示,那么在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-14)直到10t t =时刻,副边寄生二极管3D 、4D 换流结束,该谐振阶段结束.图2-13任务模式10Fig. 2-13State 10(9t ~10t )从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该任务阶段,输出电流经过的是具有相对高导通电阻的寄生二极管3D 、4D ,导通损耗较大. 2.3 主功率开关管实现ZVS 开通的条件阐发通过上节对变换器任务过程的阐发,可知：箝位开关管2VT 能够通过它的寄生体二极管实现ZVS 开通,而主功率管1VT 必须通过对电路进行合理设计才干实现ZVS 开通.以下将阐发主功率开关管实现ZVS 开通的条件.(1)寄生元件的设定主功率开关管能否实现ZVS 开通,关头取决于在它导通之前的任务阶段,即上节介绍的任务模式8,在该任务阶段的初始时刻,即7t t =时刻,()m cr in 0,V t V V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 进行换流,变压器原副边的电压都为0V,在该阶段,谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,谐振电容r C 将其存储的能量反应回输入端.为了实现主功率开关管ZVS 开通,主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V,则需要满足条件：谐振电感r L 存储的能量必须大于谐振电容r C 存储的能量,即：()()m 22r r L MAX in MAX 11L C 22I V ≥ (2-15) 式中：()mLMAX I 为励磁电流的最大值；()in MAX V 为输入电压的最大值.(2)死区时间的设定为了使主功率开关管1VT 和箝位开关管2VT 顺利实现谐振,必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间.图2-14 死区时间的设定Fig. 2-14 The design of dead time如图2-14所示,1t ∆是主功率管1VT 、箝位开关管2VT 驱动脉冲之间的死区时间.为了使主功率管1VT 实现ZVS 开通,1t ∆应该取足够大.在实际工程设计中,1t ∆最好设计在谐振周期的1/4左右.因为这样不但能包管谐振电容r C 上的的电压谐振到零,并且能包管在谐振电感r L 上的电流反向的时候开通主功率管1VT ,从而确保主管1VT 实现ZVS 开通.1t ∆≥(2-16)2.4基于Pspice 的电路仿真为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论阐发的正确性,采取Pspice 仿真软件,对有源箝位正激变换器进行了仿真.仿真结果如图2-15到2-22所示.图2-15主开关管和箝位开关管的驱动信号Fig. 2-15The GS waveforms of main switch and clampswitch图2-16主开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch图2-17箝位开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-17The GS and DS waveforms of clamp switch如图2-15所示：通道一为主功率管1VT 的驱动脉冲,通道二为箝位开关管2VT 的驱动脉冲.从图中可以看出,这两路驱动脉冲之间有一段死区时间,在这段时间内,变换器原边的寄生参数能够顺利谐振,从而包管主功率管1VT 和箝位开关管2VT 实现零电压开通和关断.如图2-16所示：通道一为主功率管1VT 的GS 波形,通道二为主功率管1VT 的DS 波形.从图中可以看出,在主功率管1VT 的驱动脉冲到来之前,DS 两端的电压已经降为零,因而主功率管1VT 实现了零电压开通；在GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一直为零电压,因而主功率管1VT 实现开关管零电压关断.如图2-17所示：通道一为箝位开关管2VT 的GS 两端波形,通道二为箝位开关管的DS 两端波形.从图中可以看出,在其GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一直为零电压,因而箝位开关管2VT 实现开关管零电压关断；在箝位开关管2VT 的驱动脉冲到来之前,其DS 两端的电压已经降为零,因而箝位开关管2VT 实现了零电压开通.如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形,因为它不成能是无穷大,因而在任务过程中存在一定的脉动.如图2-19所示为变压器原副边的电压波形,由于副边二极管存在换流过程,所以副边绕组电压被箝位在0V如图2-20所示为副边整流管的电流波形,在死区时间内,存在换流.图2-18箝位电容两端的电压波形Fig.2-18The voltage waveform of clampcapacitance图2-19变压器原、副边电压波形Fig. 2-19The primary and secondary voltage waveforms of the transformer图2-20整流管的电流波形Fig.2-20The current waveforms of rectifiers图2-21输出电压波形Fig. 2-21The output voltage waveform图2-22输出滤波电感上的电流波形Fig. 2-22The output voltage waveform ofinductance如图2-21所示为变换器的输出电压波形,从图中可以看出当变换器达到稳态时,输出电压稳定在3.3V,且电压纹波很小.如图2-22所示为输出滤波电感上的电流波形,从图中可以看出电流动摇为4A,有效的满足的电路的要求.从上面的仿真结果和阐发可以看出,前面对有源箝位正激变换器所做的理论阐发与仿真波形基本一致,因而说明了理论阐发的正确性和该拓扑的可行性.2.5 本章小结本章主要介绍了有源箝位正激变换器的任务原理.首先通过与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做对比,选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的任务过程给出了详细的说明；最后对主开关管实现ZVS开通的条件进行了的阐发,并且通过Pspice仿真软件对该变换器进行开环仿真,仿真结果标明了理论阐发的正确性和该拓扑的可行性.。
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正激变换器
14
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
七. 元器件的选择 1.开关器件Q Q所承受的电压为
Vin
UP Q
US
U Q Vin(max)
BS B = Bmax - Br Br
NP Vin(max) NR
(15)
Q所流过的最大电流为
I Q iP(max)
iPL(max) iMP
1 Ts iS q idt C f Vopp 2 2 2
(24)
正激变换器
20
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 3.滤波电容Cf
Vin
UP Q
US
D2 Cf
把(9)式 iLf Iout
Vopp
(U S VD ) Vout (1 D)(VD Vout ) iS DTs Ts Lf Lf
I P( ave) DI P
由(1)得
1 I P ( rms ) I in D I P ( ave) I in 1 I P I in D
8
(3)
正激变换器
四. 输出端电流电压关系
P out Vout I out U S ( rms ) I S ( rms ) I SVD
(20)
正激变换器
18
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout 七. 元器件的选择
Vin
UP Q
US
D2 Cf
2.二极管D1, D2, DR
DR所承受的电压为
U DRR
NR Vin(max) NP
(21)
DR所流过的最大电流为
I DR
NP N P Vin DTs iMR (max) iMP NR N R LP
iLf
(27)
(1 D)(VD Vout ) L f 1.3L f min 1.3 2 I out f s
(28)
正激变换器
23
此页之后的内容在讲完变压器电抗器设计之后才细讲。
NR NP NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计
Vin
UP Q
US
D2 Cf
B.选定磁芯材料和型式---B,Bm 根据工作频率,磁化形式,传输功率,线圈绕组的绕制等要求, 以及磁芯的磁化曲线,供货情况等来确定磁芯材料. C.确定磁芯型材的大小---Ae,AW,lm 由电流密度参数法,有 iLf
因为磁通复位，有
(6“)
Im Im(max)
( ) ( )
where
D DR NP NR
正激变换器
(7)
DR 1 D
10
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
五. 磁通复位的关系(续)
Vin
UP Q
US
Q关断时,开关管上的耐压为
DR
U Q Vin U P Vin NP Vin NR
(30)
kW Bm j
正激变换器
25
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计
Vin
UP Q
US
D2 Cf
D. 根据电流大小和选定磁芯确定电 感线圈匝数NL 由磁链公式
N LI max
, 可得
NL
2 L f I out Ae Bm
(31)
正激变换器
26
(16)
Im Im(max)
正激变换器
15
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
七. 元器件的选择 1.开关器件Q
Vin
UP Q
US
(1 D) DTsVin N S iPL(max) iPL(min) Lf N P
iPL IPL iM
2
正激变换器
16
NR
NP
NS
(22)
正激变换器
19
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 3.滤波电容Cf C所承受的电压为
Vin
UP Q
US
D2 Cf
iLf Iout
Vopp
1 U C Vout Vopp (23) 2
Cf的容量
假定电感上的电流连续. 事实上,在设计 电感时必须满足电流连续这一条件.
Vout
U S (Vout VD ) / D U S ( rms ) DU S (Vout VD ) / D U S ( ave) DUS Vout VD
US,IS 由(4)得
(4)
(5)
I S ( rms ) D I S , I S ( ave) DIS
I S I out
Vin
UP
US
I Lf I out
同理，可得
BS
iS (max) iS (min) 2
(8)
(U S VD ) Vout iS iS (max) iS (min) DTs Lf B = Bmax - Br
由(8),(9)和(5)可得到 Im(max) Im
(9)
Br
iS (max) I out iS (min) I out
(1 D)(Vout VD ) Ts 2L f (1 D)(Vout VD ) Ts 2L f
(10)
(11)
正激变换器
13
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
六,原副边电流的关系 2,原边电流
2
Vin
UP
US
NS (1 D) DTsVin N S iPL(max) I out NP 2L f N P
Where DR = (Tr-Ton) / Ts
正激变换器
6
二, 基本工作原理(续) [ Tr, Ts ]
Q off, & reset Q turned OFF
励磁电流iM从W1转移到W3上后, 减小到零:
iW3 K13[
Vin V Ton in (t Ton ) LP LP
到Tr时刻后, 所有绕组中电流为零, 电压也为零. Q上的电压:
Where K13 = W1/W3, K23 = W2/W3
正激变换器
5
二, 基本工作原理(续)[Ton, Tr]
Q turned OFF
Q上的电压:
VQ Vin K13Vin
Vin反向加在复位绕组W3上, 故磁通减小:
d Vin dt V ( ) in DRTS W3 W3
VQ Vin
正激变换器
7
三. 输入端电流电压关系
P in Vin I in U P ( rms ) I P ( rms )
U P Vin U P ( rms ) DU P DVin U P( ave) DUP DVin
UP,IP
(1)
(2)
I P ( rms ) D I P
D1
Lf
Vout 七. 元器件的选择
Vin
UP Q
US
D2 Cf
2.整流二极管D1, D2, DR
D1所承受的电压为
U D1R
NS Vin(max) NR
(17)
D1所流过的最大电流为
I D1 iS (max)
I out (1 D)(Vout VD ) Ts 2L f
(18)
复位线圈箝位二极管的反向承压为
BS B = Bmax - Br Br
U DRR
NR Vin NP
Im(max)
Im
考虑Q的耐压和变压器窗口的利用率,因此,一 般复位绕组NR取NP一样. 即
NP NS
正激变换器 11
最大占空比限制
正激变换器
12
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
六,原副边电流的关系 1,副边电流 电感Lf上的电流平均值为输出电流Iout.即
(32)
lFe I max N ( ) 0 kl Ae Fe Ae
正激变换器
lg
27
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计
Vin
UP Q
US
D2 Cf
E. 根据电流大小确定气隙长度lg(续) 由磁链公式
N LI max
, 可得
lg I max lFe LI max ( ) , 0 kl Ae Fe Ae
代入(24), 有
Vout
(1 D)(Vout VD ) Cf 8L f Vopp f s2
(25)
正激变换器
21
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计 A, Lf电感量的确定
Vin
UP Q
US
D2 Cf
电感量大,对平滑输出电流电压有好处,同时减小 了变压器的铜耗;但电感器体积和重量增加,且Q, 和D1的开通损耗, D2的反向恢复损耗增大. 电感量小, 输出电流电压的纹波增加,变压器的铜耗增加些;但电感器体积和重 量减小,且Q, 和D1的开通损耗, D2的反向恢复损耗也降低了. 为此,一般取电感量Lf为额定电流临界连续的电感量Lfmin的1.3倍. iLf