峰值电流模式的斜波补偿
峰值电流控制模式中斜坡补偿的分析
峰值电流控制模式中斜坡补偿的分析
电流控制模式的斜坡补偿是一种重要的电力系统电流控制策略。
其主要目的是在瞬时负载变化的情况下，在预定的稳定时间内将负载的瞬时变化转换为一个平滑的频率变化，从而稳定系统电流。
斜坡补偿的任务实际上是确定合适的斜坡值，以确保系统电流在预定的时间内达到稳定状态，使系统峰值电流控制变得更加有效。
斜坡补偿对峰值电流控制的重要性可以从两个方面划分：
1. 斜坡补偿可以有效地减少系统电流的瞬时峰值，从而减少过载。
当控制斜坡来减少有载负载的瞬时电流峰值时，这种技术将大大有助于防止过载严重影响电力系统的安全和可靠性。
2. 斜坡补偿可以有效地减少发电机之间的不对称负载，从而消除失控和谐波等其他问题，从而维持电力系统的正常运行。
另外，使用斜坡补偿的另一个优点是可以减少静态补偿器的成本和复杂度，而静态补偿器的成本大大超出了它所带来的控制有效性和额外的谐波抑制能力。
因此，斜坡补偿是电力系统峰值电流控制的一个重要组成部分，可以有效地消除系统的过载、失控及其他负载问题。
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
７１
定稿日期：２００８—０８—０６
作者简介：夏泽中（１９５８一），男，湖北武汉人，博士，教授，研究
方向为电力电子与电力传动。
万方数据
第４２卷第１２期
２００８年１２月
电力电子技术
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖ０１．４２
Ｎｏ．１２
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００８
该数量级的电阻取值显然不利于系统的稳定，因此 简单的ＲＣ补偿电路并不能达到满意的补偿效果。 （２）射极跟随器补偿电路 图５示出由射极跟随器构成的斜坡补偿电路及 其ＲＡＭＰ波形。Ｒ：和三极管组成斜坡补偿网络，ＣＴ
图１峰值电流模式控制全桥移相变换器的斜坡补偿原理图
２．２峰值电流控制电路稳定性分析 图２示出ＣＣＭ模式下峰值电流控制变换器在 占空比Ｄ＜０．５和Ｄ＞０．５时的电感电流ｉ。波形。可见，
当Ｄ＜Ｏ．５时，Ａ１２＜Ｍ。，ＡＩ周期性减小，系统是收敛 的，说明系统可以稳定；当Ｄ＞０．５时，Ａ１２＞ＡＩ，，ＡＩ周
（ａ）Ｄ＜０．５，△如＜ＡＩＩ （ｂ）Ｄ＞０．５，Ａ／２＞△，
引脚的波形通过三极管和Ｒ：耦合到ＲＡＭＰ上。通 常三极管的放大倍数大于１００，引入射极跟随器后， 其补偿电路的等效电阻增加．减小了补偿电路对工 作频率的影响。
图２
ＣＣＭ模式下五波形
△，
图５射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
但因为三极管基射极间的导通门槛电压（通常 为０；７Ｖ）高于ＣＴ波形的最低电压（０．２Ｖ），使得耦 合到ＲＡＭＰ、引脚的补偿信号中有一段死区．如图５ｂ 中所示的＆时问段。从而不能实现占空比全程可 调，特别是当占空比很小时，会有一个跳跃的过程。 因此．需要对其补偿电路进行改进。改进的思路是抬 高ＣＴ耦合到三极管的基极电压，如图６ａ所示。通 过Ｒ，和Ｒ。的上拉分压作用，使得ＣＴ耦合到三极管 基极的信号高于其导通门槛电压，从而消除补偿到 ＲＡＭＰ引脚信号的死区，如图６ｂ所示。
一种适用于高频电流模式转换器的斜坡补偿电路的设计与实现
电子元件及应用
２ 适 用 于 高 频 电流 模 式 转 换 器 的 斜 坡 补 偿
电路 的 实 现
本文 设计 的斜坡 电路 如 图３ 示 ，斜 坡 补偿 电 所
路包 括 电流 源，，电容 Ｃ ，电阻 ，开 关Ｖ Ｔ ， ２ ： Ｔ ，Ｖ 。
ＶＴ和反 相 器 ，这种 简 单 的结 构 没 有加 法 器 的 内 ４
可 以看到 ．一个 周 期后扰 动 电流变 为 ： Ａ １△ Ｉ ・ ＝
ｍ ｌ
整个 电路 工 作 原 理 如 下 ：逻辑 单元 产 生 一 个 充 放
电 的脉 冲来 控 制开 关Ｖ ， Ｔ 的开关 ，从 而控 制 电 容 的 充放 电 。当开关Ｖ Ｔ是关 闭 时 ，电流源， 电容Ｃ充 对
ｎ 周期 后 个
＝
【Ｊ
（ ２ ）
电。 此 时Ａ点 电压 线 性 增加 ，当Ａ 电压 超 过 点
当』小 于０５ ，此 时ｍ 大 于 ，所 以经 过 Ｄ ．时 个
电子 元件及应用
ｄ ｉ ０ ９ ９ ．ｓ ．５ ３ ４ ９ ． １ ．２０ ３ ｏ： ． ６ ／ｉ ｎ１ ６ － ７ ５２ ２０ ．１ １ ３ ｊｓ ０ ）
一
种适用于高频电流模式转换器 的 斜坡补偿 电路 的设计 与实现
罗 小勇 ，毕 长红 ，文 皓
（ 电子 科技 大 学 电子 薄膜 与 集成 器件 国 家重点 实验 室 ，四川 成都 ６ ０ ５ ） １０ ４
１ 斜 坡 补 偿
１１ 斜 坡补偿 的 必要 性 ．
峰值 电流 模 式 Ｐ ＷＭ开关 电 源 工 作 在Ｃ Ｍ模 式 Ｃ
下 且 占空 比 （ ）大 于 ０５ ，系 统 存 在 稳 定 性 问 Ｄ ．时
控制关断时间的峰值电流模式准PWM控制方法
Ｏｆ－ｉ ｄ ｌｔｄ Ｐ ａ ｕ ｒｎ ｏ ｅＱｕ ｓ Ｐ Ｍ ｏ ｔｏ ｆ ｍｅＭｏ ｕ ａｅ ｅ ｋ Ｃ ｒｅ ｔ ｔ Ｍ ｄ ａｉ Ｗ — Ｃ ｎｒ ｌ
ＹＡＮＧ ｎｇ。ＳＨ ＩＡｎ ｈｕｉ Ｐｉ — ．ＨＵ Ｃｈｅ ｌ ｎｇ ｎ—ｏ （ ｈｏ ｆ Ｅｌ ｃ ｒ ｃＰｏ ｒ Ｓｏ ｈ Ｃｈｉ ｎ ｖ ｒ ｉｙ ｏ ｃ Ｓｃ ｏｌｏ ｅ ｔ ｉ ｗｅ ， ｕｔ ｎａ Ｕ ｉ ｅ ｓｔ ｆ Ｔｅ ｈｎｏ ｏ ｌ ｇｙ， Ｇｕａ ｇｄ ｎｇ Ｋｅ ｎ ｏ ｙ Ｌａ ｏ ａ ｏｒ ｅ ｎ Ｅｎｅ ｇ ｃ ｏｌ ｂ ｒ ｔ ｙ ｏｆＣｌ ａ ｒ ｙ Ｔｅ ｈｎ ｏｇｙ，Ｇｕａ ｇｚ ｕ ５１ ６ ０，Ｃｈｉ ａ） ｎ ｈｏ ０ ４ ｎ
杨 苹 ，石 安 辉 ，胡 郴 龙
（ 南 理 工 大 学 电 力 学 院 ， 东 省 绿 色 能 源 技 术 重 点 实 验 室 ，广 州 ５ Ｏ ４ ） 华 广 １ ６ ０
摘 要 ： 使 采 用 峰 值 电流 模 式 控 制 方 法 的 电 流 环 在 不 做 斜 坡 补 偿 的情 况 下 能 在 很 宽 的 占空 比范 围 内稳 定 工 为
作 ， 中提 出 了控 制 关 断 时 间 的峰 值 电 流模 式 准 Ｐ Ｍ 控 制 方 法 。该 方 法 通 过 输 入 输 出 电压 或 占空 比 的 反 馈 文 Ｗ
独 立 控 制关 断 时 间 以 维 持 开 关 周 期 的 恒 定 ， 使 电 流 环 电 感 电 流 扰 动 偏 差 无 法 再 逐 周 期 传 递 ， 而 消 除 了 次 并 从 谐 波 振 荡 的可 能 。 由 于 峰值 电 流 限 值 本 身 的纠 偏 作 用 ， 流 环 电 感 电流 的 扰 动 偏 差 在 单 周 期 内 即 可 被 消 除 ， 电 动态调节时间极短 ， 因此 应 用 此方 法 的 电 流 环 具 有 高 度 的稳 定 性 和快 速 性 。仿 真 与 实 验 结 果 验 证 该 控 制 方 法
谐波治理与无功补偿
谐波治理与⽆功补偿1：什么是谐波：电⼒系统中有⾮线性（时变或时不变）负载时，即使电源都以⼯频50HZ供电，当⼯频电压或电流作⽤于⾮线性负载时，就会产⽣不同于⼯频的其它频率的正弦电压或电流，这些不同于⼯频频率的正弦电压或电流，⽤富⽒级数展开，就是⼈们称的电⼒谐波。
从⼴义上讲，由于交流电⽹有效分量为⼯频单⼀频率，因此任何与⼯频频率不同的成分都可以称之为谐波.在电⼒系统⽅⾯，谐波是指多少倍于⼯频频率的波形，简称“次”，是指从2次到30次范围，如5次谐波电压（电流）的频率是250赫兹，7次谐波电压（电流）的频率是350赫兹；3、5、、7、9、11、等叫做其次谐波，超过13次的谐波称⾼次谐波。
近三四⼗年来，各种电⼒电⼦装置的迅速发展使得公⽤电⽹的谐波污染⽇趋严重，由谐波引起的各种故障和事故也不断发⽣，谐波危害的严重性才引起⼈们⾼度的关注。
: 电⼒谐波对电⼒⽹（包括⽤户）危害是⼗分严重的，它是⼀种电⼒污染，随着经济展，⼤功率可控硅的⼴泛应⽤，⼤量⾮线性负荷增加，特别是电⼦技术、节能技术和控制技术的进步，在化⼯、冶⾦、钢铁、煤矿和交通等部门⼤量使⽤各种整流设备、交直流换流设备和电⼦电压调整设备，电熔炼设备、电化学设备、矿井起重设备、露天采掘设备、电⽓机车等与⽇俱增，同时种类繁多的照明器具、娱乐设施和家⽤电器等普及使⽤，使得电⼒系统波形严重变形。
2：:电⼒谐波的主要危害有：（1）引起串联谐振及并联谐振，放⼤谐波，造成危险的过电压或过电流；（2）产⽣谐波损耗，使发、变电和⽤电设备效率降低；（3）加速电⽓设备及电⼒变压器绝缘⽼化，使其容易击穿，从⽽缩短它们的使⽤寿命；（4）使设备（如电机、继电保护、⾃动装置、测量仪表、电⼒电⼦器件、计算机系统、精密仪器等）运转不正常或不能正确操作；（5）⼲扰通讯系统，降低信号的传输质量，破坏信号的正确传递，甚⾄损坏通信设备。
（6）使开关（断路器）过载，造成经常性跳闸。
由于谐波电流在导体表⾯流动，引起导体发热，降低了开关的实际容量所致。
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
（Ｗｕｈａｎ
Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ
ｏｆ
Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ
４３００７０，Ｃｈｉｎａ）
ｔｏ
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｍａｉｎｌｙ ｄｉｓｃｕｓｓｅｓ ｔｈｅ ｅｍｉｔｔｅｒ ｆｏｌｌｏｗｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｉｔｓ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｄｅｓｉｇｎ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｕｓｉｎｇ ｐｅａｋ
中图分类号：ＴＭ４６ 文献标识码：Ａ
文章编号：１０００一ｌＯＯＸ（２００８）１２—００７１—０３
Ｓｔｕｄｙ
ｏｎ
Ｓｌｏｐ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｉｎ Ｐｅａｋ Ｃｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ
ＸＩＡ Ｚｅ—ｚｈｏｎｇ，ＬＩ Ｙｕａｎ—ｚｈｅｎｇ，ＴＡＯ Ｘｉａｏ—ｐｅｎｇ
（ａ）Ｄ＜０．５，△如＜ＡＩＩ （ｂ）Ｄ＞０．５，Ａ／２＞△，
引脚的波形通过三极管和Ｒ：耦合到ＲＡＭＰ上。通 常三极管的放大倍数大于１００，引入射极跟随器后， 其补偿电路的等效电阻增加．减小了补偿电路对工 作频率的影响。
图２
ＣＣＭ模式下五波形
△，
图５射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
但因为三极管基射极间的导通门槛电压（通常 为０；７Ｖ）高于ＣＴ波形的最低电压（０．２Ｖ），使得耦 合到ＲＡＭＰ、引脚的补偿信号中有一段死区．如图５ｂ 中所示的＆时问段。从而不能实现占空比全程可 调，特别是当占空比很小时，会有一个跳跃的过程。 因此．需要对其补偿电路进行改进。改进的思路是抬 高ＣＴ耦合到三极管的基极电压，如图６ａ所示。通 过Ｒ，和Ｒ。的上拉分压作用，使得ＣＴ耦合到三极管 基极的信号高于其导通门槛电压，从而消除补偿到 ＲＡＭＰ引脚信号的死区，如图６ｂ所示。
pfc峰值电流控制斜坡补偿
pfc峰值电流控制斜坡补偿PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）技术是一种用于改善电力系统功率因数的技术。
在电力系统中，功率因数是指有功功率与视在功率之间的比值，是衡量电流和电压之间相位关系的一个重要参数。
功率因数越接近1，说明电流和电压之间的相位差越小，电力系统的效率越高。
峰值电流控制斜坡补偿（Peak Current Control with Slope Compensation，简称PCCSC）是一种用于PFC控制的技术。
通过控制斜坡补偿电流，可以实现对峰值电流的精确控制，从而提高PFC的效率和稳定性。
在传统的PFC控制中，采用的是电流模式控制（Current Mode Control，简称CMC）。
CMC通过比较参考电流和实际电流，产生一个误差信号，然后根据误差信号控制开关管的导通时间，从而实现对电流的控制。
然而，CMC存在一个问题，即在电流模式控制下，当输入电压或负载发生变化时，峰值电流也会发生变化，从而导致系统的稳定性受到影响。
为了解决这个问题，PCCSC技术应运而生。
PCCSC技术在传统的CMC控制上增加了斜坡补偿电流的控制。
斜坡补偿电流是一个与输入电压或负载变化成正比的补偿电流，通过控制斜坡补偿电流的大小和斜率，可以实现对峰值电流的精确控制。
具体而言，PCCSC技术通过比较参考电流和实际电流，产生一个误差信号。
然后，根据误差信号控制开关管的导通时间，并根据斜坡补偿电流的控制策略，调整斜坡补偿电流的大小和斜率。
当输入电压或负载发生变化时，斜坡补偿电流会相应地调整，从而实现对峰值电流的控制。
PCCSC技术的优点是可以提高PFC系统的稳定性和响应速度。
由于斜坡补偿电流的控制，PFC系统能够更快地对输入电压或负载的变化做出响应，并能够在变化过程中保持峰值电流的稳定性。
此外，PCCSC技术还可以减小电流谐波含量，提高功率因数。
然而，PCCSC技术也存在一些问题。
峰值电流模式升压DC-DC变换器中斜坡补偿的分析与设计
（
）
㈤
ＤＣ变 换 器 斜 坡 补偿 的基 本 原 理 ， 设
计 了一 种 简 单 实 用 的 斜 坡 补 偿 电
路。
．
暑
Ｉ
斜 坡 补 偿 的 基 本 原 理
崮定 频 率 、峰 值 电流 模 式 升
ＤＣ— ＤＣ变换 器 控 制 电路 如 图 １ 示 。 所 ｌ ，ｉｓｆ ｅ 对 功 率 开 关 中 ＿ｅ ｓ 是 ｌ 管 的 电流 采 样 ，相 当 于 对 ｔ 间 内 时
Ｅｌ ｃｒ ｎｉ ｅ ｅ ｔｏ ｃＤ ｓ ＆ Ａｐ ｉａ ｉ ｎ Ｗｏ ｌ Ｎｉｋ ｉ ｅ ｔｏ ｃ ｎａ ｐｌｃ ｔｏ ｒ ｄ－ ｋ ｅ ｃｒ ｎｉｓＣｈｉ Ｅｌ
振 荡器 电路 ２为恒 定 电流 充放 电振 荡 器 结 构 图。其 中 ＭＰ ～ ＭＮｏＭＮ ＭＰ 、 －
在 占空 比 Ｄ一 定 的情 况 下 ，若 为 比较器 ， 与 反 相器 Ｉ 、 ＮＶ， 它 ＮＶ．Ｉ 、
ＮＶ ＭＰ 、 ： Ｄ ０５ 则不 需 要 斜 率 补 偿 即 可 实 Ｉ 构 成 施 密 特 触 发器 ， ＭＰ ＜ ．， ） ’ 一 门 ～ 可 （） ４ 现 系统 稳 定 ； Ｄ＞ ．， 耍 获得 系 为 电流 源 。该 振 荡 器 电路需 要 一 个 若 ０５ 则 统 稳 定 ，补 偿 的斜 率 大 小 应 满 足 基 准 电压 信 号 Ｖ 来 设 定施 密特 触 发 器 的 上 、下 阀值 电 ，电流源 ＩＥ Ｒ Ｆ
筹 ，特 别是 １乜感 中的 纹 波 电流 成 ｒ
‘
到 Ｉ． 后 开 始 。－ 。设 ｔ ｎ ．，然 ． 卜降 ＝ Ｔ时
峰值电流型PFC Boost变换器斜坡补偿方法研究
峰值电流型PFC Boost变换器斜坡补偿方法研究作者：习璐陈文奎金金来源：《无线互联科技》2013年第12期摘要：PFC Boost电路中由于输入电压的时变性造成输入电流在过零附近产生分岔现象，本文针对该现象，以电流连续模式（CCM）下峰值电流型PFC Boost变换器的精确时变模型为基础，研究了抑制分岔的斜坡补偿方法，通过SIMULINK仿真验证，表明输入电流分岔现象得到消除，接近输入电压波形，改善了PFC Boost变换器的性能。
关键词：PFC Boost变换器；分岔；斜坡补偿1 引言电力电子装置的使用日益广泛，但其对电网带来的谐波污染影响了输电线路的经济性并带来了能量损耗。
解决这一问题的有效方法是对用电设备进行功率因数校正。
[1]功率因数校正（PFC）技术可以提高设备的功率因数，延长使用寿命。
按PFC控制电路是否含有电源元件可以分为有源功率因数校正和无源功率因数校正，其中有源PFC具有可以得到较高的功率因数、低输入电流谐波、工作电压和频率范围宽、体积小等优点。
其基本电路拓扑有：Boost （升压）、Buck（降压）、Buck–Boost（降升压）、flyback（反激式）等，其中Boost变换器因具有输入电流连续、输入电感可以减少对滤波器的要求、电流波形畸变小、EMI小、输出功率大、驱动电路简单等优点而被广泛使用。
常用的PFC Boost变换器的控制方法有峰值电流法、滞环电流法、平均电流法三种[2]本文采用峰值电流法对PFC Boost变换器进行斜坡补偿，研究该方法对功率因数的影响。
2 PFC Boost变换器时变模型峰值电流型PFC Boost变换器的电路结构如图1所示，控制电路由包括电压外环和电流内环组成双闭环控制模式。
如图（1）所示，输入交流信号经过二极管整流后，送入后级的Boost开关变换器，通过对开关管VT的通、断控制来实现网侧电流跟踪电压信号，实现高功率因数整流的目标。
当输出直流电压与参考电压进行比较后，得到了误差电压信号，该信号经过低通滤波器，滤掉噪声信号后送入比例积分控制环节，该控制器输出与整流桥输出电压相乘后得到参考电流信号，此时电感电流就跟踪参考电流信号，实现功率因数校正。
峰值电流控制模式DC-DC BUCK 变换器的斜坡补偿研究
收稿日期：2019-03-24 作者简介：高鹏飞（1993-），男，陕西西安人，研究生，主要 研究方向为电力电子。
由图 1 可知，输出电压 Vo 经过采样电路后与误差 比较器中设定的参考电压 Vref 进行比较，比较后得到的 信号经过补偿网络得到控制信号 Vcp，Vcp 再和采样得到 流过功率开关管的信号 Vrs 一起送至 PWM 比较器，从 而产生使开关管 Q1 导通的驱动信号。
周期结束后，扰动量变为 α2δin ＞ 0。由此可知：
δinT=(-α)nδin
（3）
其中，α
=
D D′，δinT
是第
n
个周期的扰动量。
随着 n 的增加，如果扰动量最终下降为零，则系
统稳定，即当 D ＞ 0.5 时，α ＞ 1，系统不稳定；当 D
＜ 0.5 时，α ＜ 1，系统稳定。
扰动量的变化频率为开关频率的一半，这就是次
δ in+1 = αδ in ,α＞0, 且 α ＞1 δ in = −δ in+1, δ in+1 ＞ δ in
（2）
由式（2）可知，当占空比 D ＞ 0.5 时，如果以第
n 个周期为起点，给电感电流施加一个微扰动量 δin，
且 δin ＞ 0，则在该周期结束后，扰动被放大为 αδin；
在第（n+1）个周期开始时，扰动量为 δin+1=αδin，这个
Key words：peak current；subharmonic oscillation；slope compensation
0 引 言
DC-DC 功率变换器具有高效率、高功率密度及高 可靠性等优势，被广泛应用于各领域 [1]。DC-DC 变换 器的诸多控制方式中，最常用的控制方式有两种：电 压控制和电流控制。其中，电流控制又分为平均电流 控制、峰值电流控制及滞环电流控制。峰值电流控制 具有改善开关调节系统瞬态特性、限制功率管最大电 流值、改善开关调节系统稳定性、补偿电路简单及增 益带宽大等优点 [2]。但由于电路引入了功率开关管等 非线性的器件和反馈控制环节，影响了变换器的稳定 性能，本文将以人工斜坡补偿的方法来实现系统的稳 定性控制 [3]。
电流控制技术和斜坡补偿
电流控制技术和斜坡补偿一、电流型控制原理及特点原理：电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。
控制原理框图如下图（图1）所示。
图 1 双环电流型控制器原理图从图 1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器Ａ,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。
系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。
由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。
特点：a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到0.01%V, 能够与线性移压器相比。
b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。
ｃ)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。
d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。
e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。
电流源负载峰值电流控制buck变换器的复杂次谐波振荡现象
电流源负载峰值电流控制 buck 变换器具有次谐波振荡快慢复杂现象 . 本文建立了它的分段光滑开关模型及 通过数值仿真研究了电路参数对 buck 变换器的非线性动力学行为的 离散迭代映射模型. 根据离散迭代映射模型， 影响， 发现了具有快慢效应次谐波振荡吸引域的分岔图和呈现双环带状的庞加莱映射 . 根据分段光滑开关模型， 采 库塔算法， 仿真研究了 buck 变换器的时域波形和相轨图， 研究结果表明：电感电流存在由次谐波振荡与降 用龙格频次谐波振荡组成的 n 型次谐波振荡现象；输出电压存在快标与慢标结合的正弦次谐波振荡现象 . 实验结果验证 了文中的分析结果及仿真结果 .
内的分岔图呈现出具有快慢效应的次谐波振荡吸 引域， 我们将位于上部、 下部的分岔图分别称为上 下吸引域. 为了更详细地揭示 buck 变换器 吸引域、 在上、 下吸引域范围内的分岔行为， 在 nT 时刻构筑 可得到状态变量 i L 和 v C 的庞加莱映 庞加莱截面， 射. 图 3 （ a ） 和 （ b ） 分别给出了 I o = 0. 95 A 和 I o = 1. 021 A 的庞加莱映射.
降频现象
［ 5］
DC 变换器的性能. 因此， 深 现象严重影响开关 DCDC 变换器的分岔和混沌等 入分析和研究开关 DCDC 变换器的设计和 非线性动力学现象， 对开关 DC工程应用具有重要的理论意义和实用价值 . DC 变换器在学术界 峰值电流型控制开关 DC和工业界得到了广泛的研究和应用. 常规开关 DCDC 变换器是含有电感 L 和电容 C 的二阶电路， 通 过建立二维离散迭代映射模型， 已有不少文献研究 DC 变换器的电路参数对分 了电阻性负载开关 DC. 当开关周期 T 远小于 岔和混沌现象的影响 DC 变换器电路的 RC 时间常数， 开关 DC即 T RC 时， 可以认为输出电压恒定不变， 输出部分可以等 DC 变换器降阶为 效为一个电压源， 从而使开关 DC［ 8， 9， 14 ］
电流控制技术和斜坡补偿
图 8 次谐波振荡时的电感电流波形
4.振铃电感电流 每个周期的电感电流误差关系如下：
m + m2 ∆I n = − ∆I n−1 m + m1
由此可以绘出每个周期等效电感电流的瞬时值、电感电流误差和周期Ｔ的关系曲线如图 9 所 示。由图 9 可以看出, 电感电流是一个按二分之一开关频率衰减的正弦波, 类似于一个ＲＬＣ 响应电路。这种电流有两个不利之处: ① 电感电流对电源或负载的瞬态变化产生振铃响应; ② 在开关频率附近控制环路增益达到最高, 从而产生不稳定趋向。 通过斜坡补偿可以抑制这种振铃电感电流, 例如当补偿坡度为电感电流下降沿的斜率时 (即ｍ=-ｍ2), 振铃电流在一个周期内就完全得到了抑制。
图 6 尖峰电流控制模式中不带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波形图
另外图 7 所示的电感电流平均值和峰值间也存在差值, 在ＢＵＣＫ电路中由于电感电流 的纹波相对电感电流的平均值很小, 并且存在电压外环的校正作用, 所以峰值和平均值的这种 误差可以忽略;在ＢＯＯＳＴ电路中, 峰值要跟随输入电网的正弦波, 所以和平均值间的误差很 大。这种误差最大, 需要一个大电感来使电感电流的纹波变小, 减小抗干扰能力。这也是在Ｂ ＯＯＳＴ中采用平均值电流模式的原因。
图 7 尖峰电流控制模式中带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波形图
3.抑制次谐波振荡 内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个重要问题。这种增益尖峰发生在二分之一开关 频率处, 使相移超出范围, 导致不稳定, 并使电压环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉 冲下, 输出占空比却在变化, 如图 8 所示。采用斜坡被偿也能很好地抑制次谐波振荡。
图 10 斜坡补偿电路
图 11 简化的斜坡补偿电路
斜坡补偿设计步骤：
反激电源峰值电流模式传递函数推导
DL ) G R(1− D)2 1(s) • H 1(s) G(s) = = 1+G2 (s) • H2 (s) (1− D)(M1 + M3)RLCs2 +[VI Rs fsRC+(1− D)(M1 + M3)L]s +VI (1+ D)Rs fs +(1− D)3(M1 + M3)R VI fsR(1− D)(1−s
反激峰值电流模式传递函数的推导，因为反激可以等效为 buck-boost 模型，此处推导后者。
图 1，buck-boost Power Stage 小信号等效图 对交流回路进行分析，令 vin=0 选择两个电压回路和一个电流节点 P 得到方程：
Dic + I c d + io = ic −vcp + ic sL +
对于极点而言，令 a= (1 − D )( M 1 + M 3 ) RLC ， b= VI Rs f s RC ， c= VI (1 + D ) Rs f s + (1 − D ) ( M 1 + M 3 ) R
3
令 M1+M3=mM1， M 1 =
VI Rs ，则有 b2-4ac=VI2Rs2C（fs2R2C-（1-D2）mRfs-（1-D）4m2R2/L） L ≈ b2
vo = vcp − ic sL Dic + I c d + io = ic
vap D
=
Hale Waihona Puke Vap Dd（1 ）
（2 ） （3 ）
对直流而言，有以下公式：
Vap = VIN 1− D V •D Vo = − I 1− D VI • D Io = R • (1 − D ) VI • D Ic = R • (1 − D )2
峰值电流模式次谐波
峰值电流模式次谐波
峰值电流模式次谐波是指在峰值电流控制模式下，电流波形存在次谐波成分。
峰值电流模式是一种电流控制模式，它通过控制电流波形的峰值，来实现对电流的控制。
在正常情况下，电流波形应该是纯正弦波形，但是在实际应用中，由于各种因素的影响，电流波形可能会出现一些不完全的正弦波成分，即次谐波。
次谐波是指频率低于基波频率但高于谐波频率的谐波成分。
在峰值电流模式下，次谐波可能会导致电流波形的畸变，从而影响系统的稳定性和性能。
为了减小次谐波的影响，可以采取以下措施：
1. 优化电源和电路设计，减少电流波形的畸变；
2. 使用合适的滤波器来滤除次谐波成分；
3. 调整控制参数，优化控制策略，降低次谐波的产生。
通过以上措施，可以有效降低峰值电流模式下次谐波的影响，提高系统的稳定性和性能。
峰值电流模式控制总结
峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。
它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。
在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。
直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。
近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。
如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。
因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。
电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。
在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。
由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。
即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。
因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
峰值电流控制模式中的分段线性斜坡补偿技术
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又因为：踟＝√单一。Ｉ。ｆ孚１ 、一， 可以得到腑：跏：跏＝４；２：１
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（９） （１０）
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Ａ１、Ａｚ和Ａ３的线性区范围，可知：
７ｎ１
（１）
（注：ｍ。、ｍｚ为上升、下降斜率，单位Ａ／ｓ。）同 理，可以证明经过ｎ个周期后，△厶引起的电流误
差△Ｌ为：
她一弛×（署）“
由上式可以得即Ｄ＜５０％时，电流误差△Ｌ将逐 渐趋于０，故而系统稳定； 当ｍｚ＞ｍ，，即Ｄ＞５０％时，电流误差△Ｊ。将逐 渐放大，从而导致系统失控。电源的抗干扰性能差。 不能稳定工作。为了使当占空比大于５０％时，系统 仍稳定，故引入斜率为的斜坡补偿信号。该方法就 是在控制电压ｖｃ上叠加斜坡补偿电压形成新的控 制电压输入到ＰＷＭ比较器一端，与ＰｗＭ比较器 另一端的电流反馈电压比较。图２是该种补偿方法 的原理示意图。其中是补偿斜坡电压的斜率。
１斜坡补偿的引入及原理
电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流 关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而 且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但 是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小 一一对应，因此在占空比不同的情况下，相同的峰值 电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大 小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大 小的因素。若要电感的峰值电流与其平均电流一一 对应，从而唯一决定输出电压，则需要对电感的峰值 电流做进一步的处理，并需注意当占空比Ｄ大于 ５０％时开环不稳定（如图１），其存在难以校正的峰 值电流与平均电流的误差；容易发生次谐波振荡。 故在峰值电流模控制的ＰＷＭ模式中引入了斜坡补 偿信号ｏ］。使输入到ＰＷＭ比较器的合成波形信号
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二种方法实现时必须满足两个条件 : ① 在开关频 率附近 ,电压放大器的增益必须为一个固定的常数 R1/ R2 ; ②当射极斜坡补偿时 , 电流放大器和电压 放大器都必须考虑进去 。改进第一种方法得到图 15 所示电路 ,射极跟随器的接入减小了晶振端的输 出阻抗 。
形如图 16 、17 所示 :
图 16 输出电压波形
3
m 1 = 0) ,稳定时必须满足 -
m + m2 m + m1
< 1 ,即补偿
斜率必须满足 m > - 0. 5 m 2 。通常选择补偿坡度
为电感电流下降沿的斜率 m 2 , 这样扰动信号在一
个周期内就完成了校正 ,如图 5 所示 。
另外图 7 所示的电感电流平均值和峰值间也存 在差值 ,在 BUC K 电路中由于电感电流的纹波相对 电感电流的平均值很小 , 并且存在电压外环的校正 作用 ,所以峰值和平均值的这种误差可以忽略 ; 在 BOOST 电路中 ,峰值要跟随输入电网的正弦波 , 所 以和平均值间的误差很大 。这种误差最大 , 需要一 个大电感来使电感电流的纹波变小 , 减小抗干扰能 力 。这也是在 BOOST 中采用平均值电流模式的原 因。
图 9 等效电感电流 、电流误差和周期 T 的关系曲线
3 斜坡补偿电路设计步骤[3 ,5]
图 10 示出斜坡补偿电路 。R1 和 R2 组成了从 晶振的输出到限流引脚 ( 脚 1) 的分压网络 , 迭加斜 坡补偿信号到初级的电流波形 , R1 、R2 值的比例决 定了所加的斜坡补偿量 。电容 C1 是交流耦合电容 , 使晶振的交流分量耦合到 R2 , 去掉了直流偏置部 分 。C2 和 R1 组成滤波电路 , 滤去初级 Ip 中的前沿 尖峰 , 避免误动作 。ΔV OSC是晶振锯齿波的峰 2峰 值 。将电容去掉得到图 11 简化电路 。
图 12 斜坡补偿等效电路
斜坡补偿后加到芯片电流输入端的电压为 :
V RAMP
=
V m2 R 2 R1 + R2
+
V OSC R 1 R1 + R2
(1)
(6) 计算斜坡补偿值 :
斜坡补偿电压 V COMP为 :
V COMP
=
V OSC R 1 R1 + R2
=
M
V m2 R 2 R1 + R2
图 6 尖峰电流控制模式中不带斜坡补偿的 平均电流和尖峰电流波形图
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图 7 尖峰电流控制模式中带斜坡补偿的 平均电流和尖峰电流波形图
2. 3 抑制次谐波振荡 内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个
重要问题 。这种增益尖峰发生在二分之一开关频率 处 ,使相移超出范围 , 导致不稳定 , 并使电压环进入 次谐波振荡 。这时在连续固定的驱动脉冲下 , 输出 占空比却在变化 , 如图 8 所示 。采用斜坡被偿也能 很好地抑制次谐波振荡 。
峰值电流控制模式中斜坡补偿电路的设计
或负载的瞬态变化产生振铃响应 ; ②在开关频率附 近控制环路增益达到最高 , 从而产生不稳定趋向 。 通过斜坡补偿可以抑制这种振铃电感电流 , 例如当 补偿坡度为电感电流下降沿的斜率时 ( 即 m = m 2) ,振铃电流在一个周期内就完全得到了抑制 。
= d ( V OSC) / TON (伏/ 秒) ⑤应用叠加定理求斜坡补 偿后电流输入端电压 。
图 14 将斜坡补偿加到电压检测信号上
前一种实现方法简单 , 但由于斜坡补偿信号的 加入 ,有可能在实现电流限制功能时产生误差 。第
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第 35 卷第 2001 年 6
3期 月
电力电子技术 Power Electronics
Vol. 35 , No. J une ,2001
图 2 占空比小于 50 %
图 1 峰值电流模式控制电路及其波形
鉴于以下原因 ,峰值电流控制必须考虑采用斜
收稿日期 :2000 - 10 - 08 定稿日期 :2001 - 03 - 10 作者简介 : 杨汝 (19712) ,男 ,硕士 ,讲师 ,研究方向为高
频开关电源的开发与应用 。
图 3 占空比大于 50 %
入斜坡补偿有两种方法 , 一种是将斜坡补偿信号加 到电流检测信号中 , 如图 13 所示 ; 另一种是将斜坡 补偿信号从误差电压信号中减去 ,如图 14 所示 。
图 10 斜坡补偿电路
图 13 直接将斜坡补偿加到电流检测信号
图 11 简化的斜坡补偿电路
斜坡补偿设计步骤 : ①计算电感电流的下降沿 : m 2 = d i/ d t = V OU T/ L (安/ 秒) ; ②计算反应到初级 的电感电流下降沿 : m 2 = m 2/ N ( N 为高频变压器 的匝比) ; ③计算初级测得的下降沿坡度 : V m2 = m 2 ·R SENSE ( 伏/ 秒) ; ④计算晶振充电时的坡度 : V OSC
的尖峰电流控制的电感电流波形图 。其中 V e 是电 压放大器输出的电流设定值 ,ΔIo 是扰动电流 , m 1 、 m 2 分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率 。由图
可知 ,当占空比小于 50 %时扰动电流引起的电流误 差ΔI1 变小了 , 而占空比大于 50 %时扰动电流引起 的电流误差 ΔI1 变大了 。所以尖峰电流模式控制 在占空比大于 50 %时 ,经过一个周期会将扰动信号 扩大 ,从而造成工作不稳定 ,这时需给 PWM 比较器 加坡度补偿以稳定电路 , 如图 4 所示 。加了坡度补 偿 ,即使占空比小于 50 % ,电路性能也能得到改善 。
(4) 计算晶振充电时的坡度 : V OSC = d ( V OSC) / TON = 2/ 12. 3 = 0. 17V/μs ;
(5) 计算斜坡补偿值 ,补偿比例 M 取 0. 75 , R1 = 1kΩ,计算 R2 的值 。
根据式 (2) 得 :
R2
=
R1
V OSC V m2 M
= 3. 8kΩ
( Guangz hou U niversity , Guangz hou 510045 , Chi na) Abstract :The article discusses t he function of slop compensation in t he peak current control and t he met hods to com2 plete t he function. At last t he slop compensation in t he forward circuit is designed and accomplished. Keywords : compensation ; peak current control ; slop compensation
斜坡补偿前ΔI1 = - ΔI0
m2 m1
, 补偿后ΔI1 =
- ΔI0
m + m2 m + m1
,对于占空比为 100 %的情况 (此时
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电流模式控制的实质是使平均电感电流跟随误 差电压 V e 设定的值 , 即可用一个恒流源来代替电 感 ,使整个系统由二阶降为一阶 。但如图 6 所示 ,尖 峰电流控制模式中随着占空比 D1 、D2 的不同 ,电感 电流的平均值 I1 、I2 亦不同 。如图 7 示 , 可以通过 斜坡补偿来获得不同占空比下一致的电感电流 。
关键词 :补偿 ;峰值电流控制 ;斜坡补偿 中图分类号 : TN710 文献标识码 :A 文章编号 :1000 - 100X(2001) 03 - 0035 - 04
Slop Compensation Circuit Design in the Peak Current Control
YAN G Ru
图 8 次谐波振荡时的电感电流波形
2. 4 振铃电感电流 每个周期的电感电流误差关系如下 :
ΔIn = - ΔIn- 1
m + m2 m + m1
由此可以绘出每个周期等效电感电流的瞬时值 、电
感电流误差和周期 T 的关系曲线如图 9 所示 。 由图 9 可以看出 , 电感电流是一个按二分之一
开关频率衰减的正弦波 , 类似于一个 RL C 响应电 路 。这种电流有两个不利之处 : ①电感电流对电源
图 15 采用射极跟随器减小晶振的输出阻抗
4. 2 参数选择
采用单端正激电路设计的 1000W 通信电源 ,以
UC3846 作为控制芯片 ,交流输入 165～275V ;输出
50V 、20A ; 工作频率 80k Hz ; 匝比 8/ 1 ( N P/ N S) ,检 测电阻 R SENSE = 0. 4Ω;输出电感 L = 40μH ;晶振电 容 CT = lnF ;死区时间 0. 145μs 。
图 4 占空比大于 50 %并带坡度补偿
图 5 - m = m2 时 ,电感电流波形
对于 BUC K 电路 , 补偿坡度是 V O/ L , 由于输 出电压恒定 , 所以补偿值便于计算并恒定; 对于 BOOST 电路 ,补偿坡度是 ( V IN - V O) / L , 由于输入 电压随电网变化 ,所以补偿值不恒定 ,这样对于固定 补偿网络 ,很多时候会发生过补偿或补偿不足 ,降低 了电路的性能并导致波形畸变 , 因此 BOOST 电路 通常不采用峰值电流控制而采用平均电流控制的模 式 ,来避免斜坡补偿 。 2. 2 减小尖峰值/ 平均值误差
2 斜坡补偿的原理[2 ,4 ]
电流模式控制分为峰值电流模式控制和平均电 流模式控制 。UC3846 采用的是峰值电流控制法 , 即将实际的电感电流和电压外环设定的电流值分别 接到 PWM 比较器的两端进行比较 ,如图 1 所示 。