各种开关电源介绍-开关电源设计知识大全

开关电源介绍
一、基础知识：
新型变压器：磁性元件，新型磁材料和新型变压器的开发。

如集成磁路，平面型磁心，超薄型变压器；以及新型变压器如压电式，无磁芯印制电路变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。

硬开关的条件下MOSFET和IGBT开关损耗分析：
1)．开通损耗方面：由于MOSFET的输出电容大，器件处于断态时，输入电压加在输出电容上，输出电容储存较大能量。

在相继开通时这些能量全部消耗在器件内，开通损耗大。

器件的开通损耗和输出电容成正比，和频率成正比和输入电压的平方成正比[12]。

而IGBT的输出电容比MOSFET小得多，断态时电容上储存的能量较小，故开通损耗较小。

2)．关断损耗方面：MOSFET属单极型器件，可以通过在施加栅极反偏电压的方法，迅速抽走输入电容上的电荷，加速关断，使MOSFET关断时电流会迅速下降至零，不存在拖尾电流，故关断损耗小[10]；而IGBT由于拖尾电流不可避免，且持续时间长(可达数微秒)，故关断损耗大。

综合以上分析，硬开关条件下MOSFET的开关损耗主要是由开通损耗引起，而IGBT则主要是由关断损耗引起。

因此使用MOSFET作为主开关器件的电路，应该工作于ZVS条件下，这样在器件开通前，漏极和源极之间的电压先降为零，输出电容上储存能量很小，可以大大降低MOSFET的开通损耗；而使用IGBT作为主开关器件的电路，应该工作于ZCS条件下，这样在器件关断前，流过器件的电流先降为零，可以大大降低因拖尾电流造成的关断损耗。

软开关：当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通-实现开关损耗为零。

变流器：把输入的电源，进行电压、电流变换，达到规定的要求后输出给用电设备。

DC-DC：直流变压器。

斩波器。

为什么反激开关电源只能适合小功率？200W以下。

正激开关电源适合大功率开关电源？
高效率小体积（高功率密度）一直是DC-DC变换器用户的追求，也是设计的要点。

提高功率密度最有效的方式就是提高开关频率，线圈和变压器对高速变化的磁力线感应灵敏度高、特别高效率，衰减特别小，传递效率特别高，而对低频变化的磁力线灵敏度低、衰减大，传递效率差，因此高频下的磁芯体积会大幅度减小，但频率的提高会使开关管的开关损耗加大，对变换器的效率造成影响。

如何在高频下减小开关管的开关损耗，是DC-DC变换器是否能实现高效率高功率密度的关键，在这种背景下，高频软开关技术逐渐成为研究的热点，LLC谐振变换器是在串联谐振变换器的基础上增加了一个与负载并联的电感，是目前效率最高的开关电源。

直流斩波电路将输入的直流电变换为电压可调的直流电的电力电子变流装置，称为DC-DC，主要是在开关电源调压过程中，原来一条直线的电源，被电路"斩"成了一块一块的脉冲，在经过电感和电容滤波，将输入的直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电。

亦称直流斩波器或DC/DC变换器，也叫直流变压器。

用斩波器实现直流变换的基本思想是通过对电力电子开关器件的快速通、断控制，把恒定的直流电压或电流斩切成一系列的脉冲电压或电流，经过滤波，在负载上可以获得平均值可小于或大于输入电源的电压或电流。

如果改变开关器件通、断的动作频率，或改变开关器件通、断的时间比例，就可以改变这一脉冲序列的脉冲宽度，以实现输出电压、电流平均值的调节
Mosfet的栅压：耐压越高的MOSFET，达到充分导通的栅电压越低；耐压越低的MOSFET，达到充分导通的栅电压越高。

我查阅了各种耐压MOSFET的VGS－RDS曲线，得到的结论是：耐压200V的MOSFET达到充分导通的栅电压＞16V；耐压500V的MOSFET达到充分导通的栅电压＞12V；耐压1000V的MOSFET达到充分导通的栅电压＞8V。

因此，建议：耐压200V及以下的MOSFET栅驱动电压＝17－18V；耐压500V的MOSFET栅驱动电压＝15V；耐压1000V的MOSFET栅驱动电压＝12V。

管子功率越小，完全导通所需栅压越高。

IGBT栅压：IGBT的驱动电压，IGBT的驱动电压为15±1.5V，与IGBT的耐压无关。

驱动电压低于13.5V，IGBT 的饱和压降会明显增高；高于16.5V，既没有必要，还可能带来不利的影响。

二、漏磁、漏感、互感介绍:
漏磁：磁力线从线圈的磁芯中逃逸出来，散布在附近的空气中，穿过附近的其他零件，从而干扰附近零件的正常工作。

漏感是因漏磁产生的。

电感具有储能的特性，对交流电有遏制作用，总是反对电流的变化。

通过电感的电流不能突变，只能按线性规律上升。

变压器：当次级线圈空载、开路时，次级线圈没有回路、没有电流，次级线圈不起任何作用，相当于没有一样，此时初级相当于很大的电感，对初级输入的变化的电流有很大的阻抗和遏制作用，由于输入初级的电能没有通过次级输出，能量憋在在变压器铁芯里，此时的变压器磁芯可以储能。

当次级接负载时，初级输入电流产生的磁力线，磁力线在磁芯中流通（因为磁芯的导磁率远高于空气、磁芯的磁阻远小于空气，因此磁力线集中在磁芯中流通）-----穿过次级线圈，在次级线圈产生感应电压，这个感应电压通过负载构成回路，形成次级线圈电流，次级线圈电流产生的磁力线，穿过初级线圈，总是和初级线圈的磁力线方向相反------互相抵消，因此，次级负载产生的电流抵消了初级线圈的电感量和感抗，此时，变压器就是一个传输电能的通道，初级线圈没有电感性质了。

次级线圈的负载阻值，扩大N倍后，反射到初级线圈。

此时次级线圈呈纯阻性。

变压器的电感分为:互感和漏感。

互感就是初级线圈产生的磁力线穿过次级线圈，切割次级线圈，在次级线圈上产生感应电压，称为互感电压。

正常情况下：初级的能量通过互感传递到次级，从次级输出加到负载上消耗掉，变压器是电能传递的通路。

此时次级输入的电能没有存储在变压器里，也就是此时互感不储存电能，不会参与初级回路的震荡频率。

次级的负载电阻反射到初级线圈回路中来，是一个扩大N倍的阻值。

此时的变压器等效电路就不是电感和互感了，就是电阻了。

所以互感不参与初级回路的震荡。

漏感：初级线圈产生的磁力线，没有穿过次级线圈。

这部分线圈携带的电感量蕴藏的电能没有被次级负载消耗掉，因此漏感会储存能量。

会参与初级回路的震荡频率。

在开关管导通时，漏感会储存能量，在开关管截止时，漏感会释放出能量，形成阻尼震荡，产生尖峰电压。

漏感：对于变压器传输电能是有害的，是起副作用的。

但对于变压器初级线圈的震荡是有用的，很多电路中专门利用漏感组成初级的震荡电路。

漏感会在初级线圈产生尖峰阻尼震荡。

在开关电源的变压器中：如果初级导通电流时次级也导通，直接把初级的能量传到了负载，则变压器电感中并没有储存积蓄能量，只要初级的电压突变为零，初级和次级的电感电压也同步为零，没有自感电动势产生。

初级导通时如果次级的二极管也同时导通，初级的电感量就被次级的电流抵消掉了，初级线圈就不显现电感量了，而是把次级负载电阻值反射到初级来，决定初级电流值的大小。

当初级线圈流过电流时，次级的二极管截止，则初级线圈的电
感量显现，抑制初级电流的增长，按线性增长，电能以磁能的形式储存在铁芯中。

伏秒积：伏秒值，也称为伏秒数，即电感两端的电压V和开关开通时间T二者的乘积。

伏秒积：是脉冲变压器的重要参数之一，代表变压器的容量和最大储能的高低。

决定了脉冲变压器体积和损耗等，单位为v*s(伏*秒)，等于磁芯饱和磁通密度、匝数和磁芯截面积的乘积voltage-time product，秒这个单位比较大，一般用伏微秒积，简称为伏秒积。

伏微秒积其实就是磁芯达到饱和之前能承受的最大脉冲电压宽度，超过这个值，变压器磁芯就会饱和，一旦饱和，变压器原边电流会很大，副边输出会变得很小接近零（为什么？）。

伏秒守恒；当开关电源电路处于稳态工作时，一个开关周期内电感的电流变化量最终为零，即开关导通时通过电感的电流增加量和开关断开时电感的电流减少量是相等的。

换句话说，处于稳定工作状态的开关电路中，一个周期因开关作用被分为两段，其中开关导通时间内电感电流在增加，开关关断时间内电感电流在减少，那么在一个周期内，电流的增加量与电流的减少量是相等的，即：ΔIon=ΔIoff。

B : 磁感应强度、磁通密度，单位面积内的磁通量。

相当于电流。

H：磁场强度相当于电压。

当磁场强度线性增加时，磁感应强度呈指数规律增加。

u 导磁率，相当于电阻率。

三、三相无刷永磁直流电机的驱动：永磁电机只有定子绕组，没有转子绕组，转子绕组被永久磁铁代替。

1 引言MOSFET凭开关速度快、导通电阻低等优点在开关电源及电机驱动等应用中得到了广泛应用。

要想使MOSFET在应用中充分发挥其性能，就必须设计一个适合应用的最优驱动电路和参数。

在应用中MOSFET一般工作在桥式拓扑结构模式下，如图1所示。

由于下桥MOSFET驱动电压的参考点为地，较容易设计驱动电路，而上桥的驱动电压是跟随相线电压浮动的，因此如何很好地驱动上桥MOSFET成了设计能否成功的关键。

半桥驱动芯片由于其易于设计驱动电路、外围元器件少、驱动能力强、可靠性高等优点在MOSFET驱动电路中得到广泛应用。

2 桥式结构拓扑分析图1所示为驱动三相直流无刷电机的桥式电路，其中LPCB、LS、LD为直流母线和相线的引线电感，电机为三相Y型直流无刷电机，其工作原理如下。

直流无刷电机通过桥式电路实现电子换相，电机工作模式为三相六状态，MOSFET导通顺序为Q1Q5→Q1Q6→Q2Q6→Q2Q4→Q3Q4→Q3Q5。

系统通过调节上桥MOSFET的PWM占空比来实现速度调节。

Q1、Q5导通时，电流(Ion)由VDD经Q1、电机线圈、Q5流至地线，电机AB相通电。

Q1关闭、Q5导通时，电流经过Q5，Q4续流(IF)，电机线圈中的电流基本维持不变。

Q1再次开通时，由于Q3体二极管的电荷恢复过程，体二极管不能很快关断，因此体二极管中会有反向恢复电流(Irr)流过。

由于Irr的变化很快，因此在Irr回路中产生很高的di/dt。

3 半桥驱动电路工作原理图2所示为典型的半桥驱动电路。

半桥驱动电路的关键是如何实现上桥的驱动。

图2中C1为自举电容，D1为快恢复二极管。

PWM在上桥调制。

当Q1关断时，A点电位由于Q2的续流而回零，此时C1通过VCC及D1进行充电。

当输入信号Hin开通时，上桥的驱动由C1供电。

由于C1的电压不变，VB随VS的升高而浮动，所以C1称为自举电容。

每个PWM周期，电路都给C1充电，维持其电压基本保持不变。

D1的作用是当Q1关断时为C1充电提供正向电流通道，当Q1开通时，阻止电流反向流入控制电压VCC。

D2的作用是为使上桥能够快速关断，减少开关损耗，缩短MOSFET关断时的不稳定过程。

D3的作用是避免上桥快速开通时下桥的栅极电压耦合上升(Cdv/dt)而导致上下桥穿通的现象。

四、硬开关电源：开关管高电压情况下导通，高电压情况下截止。

按次级整流分为：二极管整流和mosfet同步整流。

同步整流型开关电源有一种专属工作模式：强制电流连续工作模式。

（一）非隔离开关电源(开关电源的输入端和输出端共地)：分为降压开关电源BUCK、升压开关电源BOOST.
开关电源分为非隔离开关电源和隔离开关电源。

非隔离开关电源：输入电源的地线和输出电源的地线是共地的，也就是开关电源的输入端和开关电源的输出端是共地的。

如果输入电源的地线到大地含有高电压，那么开关电源的输出端到地也含有同样的高电压，业界称为热底盘。

如果直接把220V市电、380市电整流做为开关电源的输入电源，到大地使用几百伏特电压的，如果是非隔离开关电源，那么在输出端到地也有同样的几百伏电压，这样的输出电源加到用电负载，导致负载外壳到大地也带电，极易发生触电伤人事故。

如果采用隔离开关电源，输出的电源到大地不够成回路，人接触到输出电压线时，就不会触电伤人。

这样的开关电源称为冷底盘。

非隔离开关电源与隔离开关电源内部的区别是：非隔离开关电源内部的储能器件是电感线圈。

隔离开关电源的储能器件是变压器。

通过变压器初---次级线圈实现初级热底盘的隔离，达到次级输出引线到大地没有回路、没有电压。

1、降压开关电源：BUCK电路：属于硬开关、非隔离开关电源。

工作模式分为：电流连续型、电流断续型、脉冲跳跃型、突发型。

思考题：什么情况会出现电流连续型？什么时候出现电流断续型？
Buck变换器又称降压变换器(Step Down Converter)，属于正激型开关电源。

作为一种最基本的DC/DC拓扑已在各种电源产品中得到广泛应用。

是最原始的开关电源。

Buck变换器的组成和工作原理
Buck变换器的主电路结构如图1所示。

在图1中，Vi为输入电压、V o为输出电压、VT为PWM控制的开关管、L 为储能电感、i为流过电感的电流、VD为续流二极管、C为输出滤波电容、RL为负载电阻。

Buck变换器的主电路结构
在开关管VT导通期间，二极管VD截止，输入电源通过电感L向负载提供电能，同时流过电感的电流i线性增加，将电能转换成磁能储存在电感L中，当电感电流增加到大于Io后，电容进入充电状态。

在开关管VT关断期间，二极管VD导通续流，流过电感的电流i线性减小，在减小到Io之前，电感电流给负载供电，同时给电容充电；当i 减小到小于Io之后，电容进入放电状态，向负载供电，以维持输出电压稳定。

二、Buck变换器的工作模式：电感的连续电流和电感的断续电流：
分为电流连续型和电流断续型：指变压器次级滤波电感中的电流，在相邻周期之间市连续还是断续。

把驱动脉冲的死区时间设置的很短，把次级滤波电感量取得很大，就可以获得连续电流，连续电流状态下输出电压的纹波小。

但四个开关管的开启和关断时电压和电流都不是零，导致开关管的开关损耗特别大。

减小次级滤波电感的电感量、增大驱动脉冲的死区时间，就可以得到断续电流，断续电流时四个开关管零电流零电压开启和关断，开关损耗小。

如上所述，在VT导通期间，电感电流i增加；而在VT关断期间，电感电流iL减小。

根据电感电流在VT关断期间是否出现断续可将Buck变换器划分为两种模式：连续导电模式(Continuous Conduction Mode，CCM)和不连续导电模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。

如果Buck变换器工作于DCM，则在VT关断期间，电感电流i 减小到零时，新的开通周期还没有到来；如果在VT关断期间，电感中一直有电流流过，则Buck变换器工作于CCM。

CCM电感连续电流（重负载模式才会进入连续电流模式）时的等效电路：Buck变换器工作于CCM时，开关管VT 导通和关断的等效电路分别如图2a、b所示。

Buck工作在CCM时的等效电路：
1) 当开关管VT导通时，VD因承受反向电压而截止。

电流通过电感流向负载，在负载上流过的电流为Io，流过电感的电流i线性增加，负载两端的输出电压V o为上正下负，储能电感L将电能转换成磁能储存在电感L中，当电感电流增加到大于Io后，一部分给负载供电，一部分给电容充电。

其等效电路如图2a所示。

2) 当开关管VT关断时，由于电感电流不能突变，使得VD因承受正向偏压而导通。

电感电流i在此阶段线性减小，在电感电流i减小到Io之前，电感电流一部分给负载供电，一部分给电容充电，当电感电流i减小到小于Io后，电
容进入放电状态，和电感同时为负载供能，以维持输出电压和输出电流不变。

其等效电路如图2b所示。

b 、DCM电感断续电流时的等效电路：
当Buck变换器工作于DCM（轻负载模式时才会进入断续电流模式）时，开关导通和关断的等效电路分别如图3a、b所示。

1) 当开关管VT导通时，VD因承受反向电压而截止，流过电感的电流iL线性增加，储能电感L将电能转换成磁能储存在电感L中，与CCM时不同的是电感电流从零开始增加。

当i增加到大于Io后，一部分给负载供电，一部分给电容充电。

其等效电路如图3a所示。

2) 当开关管VT关断时，Buck变换器的工作过程可分成两个阶段，其等效电路如图3b所示。

第一阶段：开关管VT关断时，由于电感电流不能突变，使VD因承受正偏而导通，电感电流i线性减小，在电感电流i减小到零之前，其工作过程同CCM时的(2)。

第二阶段：当电感电流减小到零后，二极管VD关断，电容以电流i＝Io放电，负载电流完全由电容提供，该过程一直持续到下一个开通周期到来。

从CCM过度到DCM:
在BUCK电路中:在重负载时，输出电压会降低，为维持输出电压稳定不变，稳压控制电路会自动加宽开关管的导通宽度（但方波的周期是固定的），这样一来，在开关管导通时，流过L的峰值电流大，到周期结束进入下一个导通脉冲前沿之前，L中的电感电流还没有降低到零，就进入了下一个周期的导通。

电感电流有开始充磁增大。

形成了电感电流的连续电流模式。

而当负载电阻比较大时，输出电压会升高，稳压控制电路为了稳定输出电压不升高，会自动把开关管导通的宽度缩窄，这样一来，在开关管导通时，给电感充磁的电流小，即电感电流的峰值小，开关管关断时，电感中的磁能很快泄放完，在下一个正方波到来之前，电感电流已经降低到0了，且在下一个正方波到来之前，电感电流一直为零，形成了电感电流的中断（不连续）。

在3V、1.5v 1.2v 0.8v低电压大电流稳压电源中，必须采用同步整流MOSFET，不能采用二极管续流。

断续的电流产生的噪声干扰很大，连续的电流噪声很小。

减少了开关管的开关次数，就减少了开关损耗。

输出电压达到上限时，开关电源芯片进入睡眠模式，芯片内振荡器停振，芯片内驱动输出电路不工作，开关电源芯片进入睡眠，芯片功耗最低。

此时开关电源芯片监测电源的输出电流（不能监测输出电压，因为此时输出电压波动范围太大），输出电流降低到下线时，开关电源芯片唤醒，进入工作状态，驱动开关管工作。

让输出电压升高到上限。

2、Boost变换器：硬开关、非隔离、反激型开关电源。

Boost变换器的组成和工作原理：
Boost变换器的组成如图1所示。

当Boost变换器的开关S导通时，二极管因承受反向电压而关断，其等效电路如图2a所示。

电流i流过电感线圈L，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。

此时，电容C放电，仅由电容向负载RL供电，负载上流过电流I。

当开关S关断时，其等效电路如图2b所示，由于电感L中的电流i
不能突变，强迫二极管VD导通续流，这样电感L与电源Vs同时向电容C、负载R供电。

当电感电流高于Io时，
电容被充电并同时向负载提供电能；而当电感电流小于Io时，电感和电容同时向负载RL放电，维持V o不变。

Boost变换器组成和工作原理
Boost变换器开关等效电路：
在此只是简单说明一下Boost变换器的工作过程，实际上，在开关S关断期间，其能量传输过程要复杂得多，后面将进行深入分析。

Boost变换器工作于CCM和DCM时的主要关系式及其临界电感: 根据流过电感的最小电流是否为零（即电感电流在S关断期间是否出现断续）也可将Boost交换器划分为两种模式：连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)。

对于给定的开关频率、负载电阻及输入和输出电压，Boost变换器存在一临界电感Lc，当L>Lc时，变换器处于CCM：而当L<Lc时，变换器处于DCM。

下面将分析两种工作模式的主要工作过程，并经推导得出Boost变换器CCM和DCM的临界电感。

a．CCM（重负载时才会进入CCM）的工作波形及基本关系式
Boost变换器工作于CCM时的电感电流i和电感电压v的波形如图3所示。

可看出，开关S导通期间，输人电压Vi 加在电感L两端，电感上的电流从最小值ILV开始线性增加，到t1时刻增加到最大值ILP，电感储存能量；开关S 关断期间，电感和输入电源串联同时给负载供电，电感上的电流线性减小，到t2时刻下降到最小值ILV。

CCM时，在开关C关断期间，二极管VD一直导通。