基于电流控制技术反激DCDC变换器研究三

基于电流控制技术反激DC/DC 变换器研究第三章 有源箝位反激变换器稳态分析与设计3.1稳态分析有源箝位反激变换器电路拓扑及其稳态原理波形，如图3-1所示。

变压器用磁化电感Lm 、谐振电感Lr （包括变压器漏感和外加小电感）和只有变比关系的理想变压器T 表示，谐振电容Cr 包括两个开关S 和S C 的输出电容。

(a)电路拓扑 (b)稳态原理波形图3-1 有源箝位反激变换器电路拓扑及其稳态原理波形假设：(1)所有的开关器件是理想的；(2)L r 远小于L m ，典型值为L m 的5%～10%；(3)L r 中储能足以使C r 电荷抽尽；(4)L r 与C C 的半个谐振周期大大于功率开关S 的最大截止时间，即max off C r T C L >>π；(5)CCM 工作模式。

稳态工作时每个PWM 开关周期开关状态等值电路，如图3-2所示。

七个开关状态为：t 0～t 1：t 0时刻，S 开通，S C 和D 截止，Dc 也截止，L m 与L r 线性充电；t 1～t 2：t 1时刻，S 关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对C r 充电，充电时间很短暂，使得u DS 近似线性上升；t 2～t 3：t 2时刻，u DS 上升到U i +U C ，D C 开通，将L r 和L m 串联支路端电压箝位在U C ≈U o (N 1/N 2)，L r 和L m 以一定比例分压，几乎所有的磁化电流通过箝位支路对 C C 充电（C C >C r ），u 1下降规律为C mr m1u L L L u +-=(3-1)t 3～t 4：t 3时刻，u 1已经下降到使D 正偏导通，随后u 1箝位值为-U o (N 1/N 2)，L r 和C C开始谐振，L r 上的电压为u C -U o (N 1/N 2)，i C 下降速率为[u C -U o (N 1/N 2)]/L r ，在i C开始反向之前开通S C，S C便获得了ZVS开通；t4～t5：t4时刻S C关断，L r与C r谐振，在C r放电期间u1仍然被箝位在-U o(N1/N2)值上；（a）t0～t1（b）t1～t2（c）t2～t3 （d）t3～t4（e）t4～t5 （f）t5～t6（g）t6～t7图3-2有源箝位反激变换器各开关状态等值电路t5～t6：t5时刻u DS=0，假定L r储能大于C r储能，则足以使S体内寄生二极管开通，L r上电压箝位在U i+U o(N1/N2)值上，这使整流二极管D中电流i2下降速率为基于电流控制技术反激DC/DC 变换器研究)L N /N U U L N /N U (N N dt di r21o i m 21o 212⋅++⋅-= r21o i 21L N /N U U N N ⋅+-≈ (r m L L >>)(3-2)t 6～t 7：t 6时刻S 零电压ZVS 开通，随着i Lr 上升，i 2逐渐下降，t 7时刻i Lr 已上升到磁化电流i Lm 值，i 2=0，D 反偏，u 1由-U o (N 1/N 2)变为U i ，随后L m 和L r 再次线性 充电，新的PWM 开关周期又开始了。

要实现功率开关S 的ZVS 开通，应在t 5～t 6期间加驱动信号，否则i Lr 过零变正后，L r 将再次对C r 充电，功率开关S 便失去了ZVS 条件。

S 开通与S C 关断的间隔应有严格要求，其值应不超过L r 和C r 谐振周期的四分之一，即 r r 46C L 2t t π≤- (3-3)此外，S C 关断时L r 储能应不小于C r 储能，以便能将C r 上电荷抽尽，即关断C Cr Lr S W W ≥(3-4)由上述分析可知，有源箝位反激变换器具有下列优点：(1)箝位电容Cc 将变压器漏感中能量吸收并回馈到电网侧，消除了漏感引起的关断电压尖峰，功率开关承受最小电压应力；(2)箝位电容Cc 和谐振电容Cr 与谐振电感Lr 谐振，使主辅开关均获得了ZVS 开关；(3)谐振电感Lr 使整流二极管D 关断电流变化率减小，降低了D 反向恢复引起的关断损耗和开关噪声。

3.2关键电路参数设计3.2.1磁化电感L m有源箝位反激变换器功率开关电流波形和传统反激变换器相似，变压器磁化电感L m 仍按传统方法设计。

L m 大小决定了CCM/DCM 工作模式的边界条件，即Smin o 2max2min i minm,F P 2D U L η=(3-5)式(3-5)中，P omin 为电感电流临界连续时输出功率。

3.2.2谐振电感L r 与功率开关S谐振电感L r 的引入导致了功率开关电压应力增加和占空比的丢失。

功率开关S 和箝位开关S C 电压应力为Lr o 21max i C max DS U U N N U S S (U ++≈）、 (3-6)式(3-6)中，U Lr 是L r 引入后附加的电压，其大小为dt di L U Lrr Lr=Smin Lrp rT )D 1(I 2L -= (3-7)式(3-7)中，I Lr,p 为谐振电感峰值电流（功率开关S 和箝位开关S C 的峰值电流），即Sm minmax i min max i max o Sp Ccp Lrp F L D U 21D U P I I I +η=== (3-8)将式(3-8)代入式(3-7)得，U Lr 与U Dsmax （S 、Sc ）分别为)D 1(D U P F 2min min max i maxo S -η≈r Lr L U(3-9))D 1(D U P F L 2U N N U S S (U min min max i max o S r o 21max i C max DS -η++≈）、 (3-10)实际有效占空比D eff 略小于开关S 驱动信号占空比D ，即丢失的占空比△D 为eff D D D -=∆(3-11)由于)F L D U 21D U P (i i Sm i i o max ,Lm )4(Lr +η-=-= (3-12.a)Sm i i o min ,Lm )7(Lr F L DU 21D U P i i -η== (3-12.b)ro21i Lr L U )N /N (U dt di +=(3-12.c)所以，丢失的最大占空比△D max 为S 57max T t t D -=∆S 47T t t -≈S Lr )4(Lr )7(Lr T )dt /di /()i i (-=[]o 21i i So r U )N /N (U D U F P L 2+η=(3-13)图3-1(b)所示时刻（t 6时i Lr 为零，此时S 加上驱动信号），丢失的占空比最小，即S 67min T t t D -=∆SLr )7(Lr T )dt /di /(i =[]o 21i i So r U )N /N (U D U F P L +η≈ (3-14)由式(3-4)可得基于电流控制技术反激DC/DC 变换器研究rrCrLrp Sp L C U I I ≥= (3-15.a)2Spr2Cr r I C U L ≥ (3-15.b)谐振电容电压为Lr o 21i Cr U U N N U U ++= (3-16)U Cr 是谐振电感L r 的函数，精确地求解式(3-16)比较困难。

事实上，电压U Lr 与U i +(N 1/N 2)U o 相比较小，因此功率开关S 获得ZVS 开通的L r 值可近似表示为[]2Sp221o i r ZVS r I )N /N (U U C L +≥(3-17)谐振电感电流i Lr 为功率开关电流i S 与箝位电容电流i C 之和，其有效值为2/1DT 0T DT 2S S Sp Sp 2S min ,Lm Srms,Lr S S S dt )DT t (T )D 1(I 2I dt t DT I i T 1I ⎪⎭⎪⎬⎫⎪⎩⎪⎨⎧⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛---+⎪⎪⎭⎫⎝⎛+≈⎰⎰μ212S m i S m o 2i o 3/F L DU 41)D 1(F L P )1D 2(DU P ⎪⎭⎪⎬⎫⎪⎩⎪⎨⎧⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡⎪⎪⎭⎫⎝⎛+-η++⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛η≈ (3-18.a)Sm iF L DU I =μ (3-18.b)谐振电感电流i Lr 的有效值即为变压器原边电感电流有效值。

3.2.3箝位开关Sc箝位开关电压应力由式(3-10)决定。

由于S C r T )D 1(C L ->>π，通过箝位开关Sc 的电流（和i C 相同）近似为一个锯齿形波，峰值电流等于通过S 的峰值电流，箝位开关Sc 及其体内二极管Dc 的导通时间均近似为（1-D ）T S /2，因此Dc 中电流平均值和Sc 中电流有效值分别为dt )t 2/T )D 1(I I (T 1I S Sp T )D 1(21Sp Savg,Dc S --≈⎰-Sp I 4D1-=(3-19.a)⎰-⎪⎪⎭⎫⎝⎛-≈S T )D 1(212S Sp Srms,Sc dt t 2/T )D 1(I T 1I Sp I 6D1-= (3-19.b)3.2.4箝位电容CcCc 值过小，u C 电压纹波过大，功率开关承受电压应力大；Cc 值过大，箝位性能下降，电容成本增加。

Cc 值的选取原则为：Cc 与L r 的半个谐振周期应大大于功率开关S 的截止时间，即2Sr 22min C F L )D 1(C π->>(3-20)箝位电容电压为原边绕组电压与L r 端电压之和，即)D 1(D U P F L 2U N N U min min max i max o S r o 21max C -η+≈(3-21)箝位电容电流有效值为dt )t 2/T )D 1(I I (T 1I 2S Sp T )D 1(0Sp Srms ,C S--≈⎰-3D1I Sp-= (3-22)3.2.5整流二极管D有源箝位反激变换器整流二极管D 承受的电压应力与传统反激变换器相同，为U i （N 2/N 1）+U O ，但电流应力有很大区别。

由于有源箝位支路的引入，虽然磁化电感工作在CCM 模式，但D 却工作在DCM 模式，电流峰值I Dp 增大了，即)D 1(U P 2I max o maxo Dp -≈(3-23)D 中电流有效值即为变压器副边电流有效值，即⎰-⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡-≈=ST )D 1(02S 2max o max o Smaxrmssec,max rms ,D dt t T )D 1(U P 2T 1I I )D 1(31U P 2max omaxo -=(3-24)3.2.6输出滤波电容C f输出滤波电容C f 中电流为o D Cf I i i -=(3-25)式(3-25)中，i D 为整流器二极管电流、I o 为输出电流。