一种新型单级PFC变换器的研究
一种新颖的Buck_PFC变换器研究
/ 5 6 3以上。理论分析和实验结果一致，说明该方 案是可行的。
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* + ) 拓扑结构 图,为降压变换器 * + % 电路。在降压变换器 中，由于开关的通断会造成输入电流不连续，所以 需要在输入端加高频滤波环节 ! 和" ； !和" , , ! ! 构成并联谐振回路，消除输出电压中的 , 或 $ $ 4 5 工频为/ ）的纹波。 , ! $ 4 5（ $ 4 5
为了提高 . %／ ( % 变换器的功率因数，降低网侧谐 波电流，国内外诸多学者进行了大量研究工作，提
含可控整流电路的无电解电容单级PFC变换器研究
含可控整流电路的无电解电容单级PFC变换器研究含可控整流电路的无电解电容单级PFC变换器研究摘要：本文介绍了一种含可控整流电路的无电解电容单级PFC变换器的研究。
该电路采用单电感器结构，大大简化了系统的复杂度。
可控整流器采用了基于功率因素分析的控制策略，能够有效降低谐波电流的存在，并实现了高效率的功率因素校正。
电容器的应用和设计，对电路的稳定运行和性能的提升都起到了积极的作用。
通过仿真和实验验证，该变换器具有高功率因素、低总谐波失真、高效率和良好的动态响应等优点。
本文的研究成果可为无电解电容单级PFC变换器及相关应用提供有益指导和参考。
关键词：可控整流电路；无电解电容；单级PFC变换器；功率因素校正；谐波失引言随着能源的日益紧缺和环境污染的加剧，人们对节能和环保的要求越来越高。
功率因素校正(PFC)技术的出现，能够有效提高交流电源的功率因素，降低污染和能源浪费。
传统的PFC电路多采用二级结构或电解电容作为存储元件，但这些方式存在着不同程度上的缺陷，如成本高、效率低、占用空间大、寿命短等问题。
因此，探索一种成本低、效率高、可靠性好的无电解电容单级PFC变换器具有重要意义。
本文基于单电感器结构，结合功率因素分析的可控整流电路，设计了一种无电解电容单级PFC变换器。
该电路的主要特点是：采用单电感器结构，减少了元件数量，简化了系统的复杂度；可控整流器采用功率因素分析的控制策略，能够有效降低谐波电流的存在，并实现了高效率的功率因素校正；电容器的应用和设计，对电路的稳定运行和性能的提升都起到了积极的作用。
本文将首先介绍无电解电容单级PFC变换器的基本原理和电路结构，然后详细说明可控整流电路的设计和控制策略，最后通过仿真和实验验证了该变换器的性能参数，包括功率因素、总谐波失真、效率和动态响应等。
无电解电容单级PFC变换器无电解电容单级PFC变换器的主要结构如图1所示。
其中，AC/DC变换器的输入为交流电源，输出为直流电压；PFC控制器和可控整流电路实现了功率因素校正和谐波消除；输出滤波电路用于滤除输出电压中的高频杂波和谐波。
单项PFC变换器的电流过零畸变问题研究
1引言
单 相 升 压 型 功 率 因 数 校 正 （Boost PFC）变 换 器 虽然得到了广泛的应用[1]，但它存在的输入电流过零 畸变问题影响了其校正效果。 文献[2]指出，过零畸 变是由输入电流超前于输入电压引起的，并提出采 用多电平技术或降低升压电感来提高电流变化速 率，从而减小过零畸变的方法。由于该方法不能消除 产生过零畸变的根本原因，因此只能减小而不能消 除输入电流过零畸变问题。文献[3]通过对 Boost PFC 变换器的建模分析，找到了输入电流超前于输入电 压的原因，提出在电流控制环中加一个电压前馈环 节（LPAC 补偿环节）来减小相位超前。 详细分析了 单相 Boost PFC 的输入电流相位超前和过零畸变问 题，结合低开关频率（400 Hz）的输入 PFC，研究了解 决输入电流相位超前和过零畸变的措施。
推导可得电网电流：
Ig（s）=
G1 1+Ti
Ug（Байду номын сангаас）+
G2FmHi 1+Ti
kxUeUg（s）
（3）
式中：Ti 为图 2 中环路的开环传递函数，Ti=G2FmHi his。
电流环的闭环传递函数为：
Y（s）= Ig（s） = G1 Ug（s） 1+Ti
+ G2FmHi 1+Ti
kxUe
（4）
令 H1＝G1/（1+Ti），H2=GidFmHi/（1+Ti）， 如 图 3 所 示， 可将式（4）中的传递函数看作由两个导纳组成，
补偿网络后，Boost PFC 变换器在额定负载以及半载 条件下，输入功率因数 λ>0.999，输入电流谐波畸变 率 THD＜2%，变换器效率 η>0.9，可以满足航空电源 的应用要求。
功率因数校正PFC变换器的实验研究
功率因数校正PFC变换器的实验研究一、实验目的1 理解功率因数校正控制策略的原理；2掌握基于BOOST的PFC变换器的基本工作原理；3掌握UC3854功率因数校正控制芯片的功能及使用方法。
二、实验内容熟悉UC3854的原理及使用方法，理解PWM 波产生过程；研究PFC变换器输入电流失真度、相移因数和功率因数之间的关系；理解PFC变换器闭环控制过程，掌握变换器闭环性能指标。
对变换器的基本要求如下：输入电压：220V，50Hz输出负载电流：0.1~1A输入PF：> 0.99三、实验器材四、主要实验步骤1控制电路接20V 直流电压。
用示波器观察并记录UC3854各管脚波形及驱动电路输出波形。
注意观察UC3854的3脚、14脚波形和UC3854输出波形之间的关系，理解UC3854芯片PWM 波产生过程。
2 打开主电路和控制电路电源，观察电感支路的电流波形，使电感工作在电流连续情况下。
用示波器观察并记录功率场效应管漏源极与栅源级间电压波形及它们之间的关系，理解场效应管的工作原理。
观察并记录电感支路、场效应管支路、二极管支路的电流波形，观测整流桥输出电压，电感两端、二极管两端、负载两端的电压波形，理解工作过程。
用示波器交流档观察输出电压纹波⊿UPP 。
4 观测输入电流与输入电压同步和功率因数情况：用示波器观察并记录不同输入电压和负载下输入电压和输入电流波形，比较两者的波形和相位，理解功率因数校正的意义。
用功率分析仪记录不同输入电压和负载下输入功率因数大小和电流失真度大小。
分析功率因数、波形畸变度和相移因数之间的关系。
5 计算不同输出功率下和输入电压下PFC 变换器的效率和外特性：改变PFC 变换器的负载和输入电压大小，测量并计算额定输入电压下负载变化时PFC 变换器的效率η和外特性，以及额定负载下不同输入电压时的PFC 变换器的效率η。
五、实验步骤的波形记录及相关分析1、实验电路图ov ininput图1.1 UC3854芯片引脚图1.2 Boost 电路图图1.3 UC3854内部结构2、主要波形图（1）UC3854各管脚波形及驱动电路输出波形图2-1 UC3854的3脚波形图2-2 UC3854的14脚波形图2-3 UC3854输出波形分析：UC3854的3管脚为电流闭环控制器的输出引脚，输出为电流闭环的信号。
双耦合绕组反激式单级PFC变换器
单周期控制PFC电路研究及芯片应用介绍
然而，传统功率因数矫正电路技术复杂、设计 步骤繁琐、所需元件多、体积大而且成本高，例如 使用经典的 UC3854 芯片开发的 PFC 电路。因此设 计时其往往要在性能和成本之间进行折衷。近年来 单级 PFC 的研究集中于如何简化传统的 PFC 控制电 路结构，避免对输入电压采样和使用复杂的模拟乘 法器。文献[1]中提出的单周期控制（One-Cycle Control，OCC）的 PFC 电路很好的解决了这个问题。 目前已有两种基于单周期控制的 PFC 芯片，它们不
+
Vref
Vm
图 1 基于 Boost 拓扑的“后沿调制”型单周期控制 PFC
电路
图 1 中输出电压Vo 通过电阻 Ra 和 Rb 分压后接
入误差放大器 OP1 反向输入端,通过 PI 调节得到控
制电压Vm 。Vm 一路与电感电流检测信号 ig (t)Rs 运
算得到V1(t) ，另一路经过带有复位开关的积分器
图 3 与图 4 分别给出了基于 Boost 拓扑的“前 沿调制”模式单周期控制 PFC 电路和关键波形，其 工作模式与“后沿调制”模式本质相同，故不再累 述其工作过程。下面对两种工作模式的特点和区别 做出说明。
Vo
Q
∫ V 2(t) = 1 T
dT 0
Vm
dτ
Q
V1(t) = ige (t)Rs
ige (t)Rs
2.1 “前沿调制”型单周期芯片—ICE1PCS01
ICE1PCS01是一种平均电流模式控制的PFC芯 片。它采用8脚封装，比传统的基于乘法器的平均 电流模式芯片要简单很多，而且无需输入电压的采 样。以下为ICE1PCS01的一些主要特性[4]: z 85V～265V宽线电压输入范围 z 平均电流模式控制，降低电感电流纹波及EMI z 通过调节外置频率设定电阻，工作频率可以在
组合式三相单级桥式PFC变换器关键技术研究
组合式三相单级桥式PFC变换器关键技术研究组合式三相单级桥式PFC变换器即由三个传统单相单级桥式PFC变换器组合连接所得到一种变换器,该变换器在三相用电领域具有诸多优点,适合日益兴起的三相中大功率应用。
但目前,此类拓扑结构在实际应用中还有诸多问题亟待解决,例如:单相桥式PFC模块的变压器原边存在电压问题、组合式三相单级桥式PFC变换器的模块功率平衡问题以及电网不平衡条件下的输出电压纹波问题等。
本文将针对以上几方面问题进行详细的研究。
首先,为了提高单相桥式PFC 模块的可靠性,对其运行过程中存在的变压器原边电压尖峰问题进行了研究。
在阐明单相桥式PFC模块的拓扑结构及工作原理的基础上,建立了变换器换流期间的等效模型,研究了变压器原边电压尖峰的产生原因,并验证了有源钳位电路对于变压器原边电压尖峰的抑制作用。
针对电感电流零穿越期间钳位开关管出现过流的问题,提出了带限流环节的改进式有源钳位环节。
该方案有效抑制了过流现象,大大提高了单相桥式PFC模块的可靠性。
在解决了单相桥式PFC模块可靠性问题的基础上,将三个单相桥式PFC模块以三角形连接接入电网,负载端进行并联,构成组合式三相单级桥式PFC变换器。
针对三相电网不平衡,提出了一种基于电压前馈环节的功率平衡控制策略。
推导了输出电压中的纹波成分,以及变换器参数及电网条件对纹波含量的影响。
此外,提出了一种分段式数字滤波器,避免输出电压纹波导致输入电流THD增加。
为了从根本上抑制组合式三相单级桥式PFC变换器的输出电压纹波、改善直流输出电压质量,提出了一种基于双向变换器的纹波吸收方法。
针对该电压纹波以二倍工频为主的特点,设计了相应的纹波检测以及纹波抑制控制策略,并给出了纹波吸收环节中主要元器件的设计方法。
最后,分别搭建了单相桥式PFC模块及组合式三相单级桥式PFC变换器的实验平台,验证了本文的所有理论分析。
UC3842双管正激式单级PFC变换器研究
Ｏ 引言
最近几 十年来 ，开关 电源 因其效 率高 、体积小 、
功 耗低 等 优势 ，在 电源 领域 逐 渐 占据 了主 导地 位 。 与此 同时 ，它 给 电网带来 的危 害也 逐年增 加 。随着
ＵＣ ３ ８ ４ ２ 双 管正 激式单级 Ｐ Ｆ Ｃ变换 器研究
陈 明 ，肖强晖
（ 湖南工业大学 电气与信息工程学院 ，湖南 株洲 ４ １ ２ ０ ０ ７）
摘
要 ：应用双管正激式单级 Ｐ Ｆ Ｃ的拓扑结构 ，并通过 复用 ＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ开 关管，设计 了一 台基于 Ｕ Ｃ３ ８ ４ ２
第２ ８ 卷第２ 期
２ ０ １ ４年 ３ 月
湖
南
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大
学
学
报
Ｖｏ １ ． ２ ８ Ｎ Ｏ． ２ Ｍａ ｒ ．２ ０ｌ ４
Ｊ ｏｕ ｒ ｎａ ｌ ｏ ｆ Ｈ ｕｎ ａ ｎ Ｕｎｉ ｖｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ｏ ｆ Ｔｅ ｃ ｈｎ ｏｌ ｏ ｇｙ
ｄ ｏ ｉ ： １ ０ ． ３ ９ ６ ９ ０ ． ｉ ｓ ｓ ｎ ． １ ６ ７ ３ — ９ ８ ３ ３ ． ２ ０ １ ４ ． ０ ２ ． ０ １ ０
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Ｋｅ ｙ ｗｏ ｒ ｄ ｓ：ＵＣ３ ８ ４ ２ ；ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｆ ａ ｃ ｔ ｏ ｒ ｃ ｏ ｒ ｒ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ（ Ｐ Ｆ Ｃ） ：ｄ ｕ ｌ— ａ ｍｏ ｓ ｆ ｅ ｔ ｆ ｏ ｗａ ｒ ｒｄ ；ｓ ｉ ｎ ｇ ｌ ｅ － ｓ ｔ ａ ｇ ｅ
Ａｂ ｓ ｔ ｒ ａ ｃ ｔ ：Ａ ＵＣ３ ８ ４ ２ 一 ｂ ａ ｓ ｅ ｄ Ｐ ＦＣ ｃ ｏ ｎｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ ｉ ｓ ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｅ ｄ ｂ ｙ ｍｅ ａ ｎ ｓ ｏ ｆ ｄ ｕ ａ ｌ — ｔ ｒ ａ ｎｓ ｉ ｓ ｔ ｏ ｒ ｆ ｏ ｒ ｗａ ｒ ｄ ｓ ｉ ｎ ｇ ｌ ｅ ｓ ｔ ａ ｇ ｅ ＰＦ Ｃ ｔ ｏ ｐ ｏ — ｌ ｏ ｇ ｉ ｃ ａ ｌ ｓ ｔ ｒ ｕ ｃ ｔ ｕ ｒ ｅ ｎｄ ａ ｍｕ ｌ ｉｐ ｔ ｌ ｅ ｘ Ｍ ＯＳ ＦＥＴ ｓ ｗｉ ｔ ｃ ｈ ， ａ ｎ ｄ ｔ ｈ ｅ ｓ ｙ ｓ ｔ ｅ ｍ ｓ ｔ ｒ ｕ ｃ ｔ ｕ ｒ ｅ ， ｍａ ｉ ｎ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｗｏ ｒ ｋ ｐ ｒ ｉ ｎ ｃ ｉ ｐ ｌ ｅ ａ ｎ ｄ ｄ ｉｖ ｒ ｅ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ａ ｒ ｅ ｉ ｎ ｔ ｒ ｏ ｄ ｕ ｃ ｅ ｄ ． Ｔｈ ｒ ｏ ｕ ｇ ｈ ｔ ｈ ｅ ｍｅ ａ ｓ ｕ ｒ ｅ ｍｅ ｎ ｔ ｓ ｏ ｆ ｔ ｈ ｅ ｐ ｒ ｏ ｔ ｏ ｔ ｙ ｐ ｅ ， ｈｅ ｔ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ｖ ｏ ｌ ｔ ａ ｇ ｅ ｏ ｆ ４８ Ｖ ｎｄ ａ ｔ ｈ ｅ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｏ ｆ １ ０ ０ Ｗ ｒｅ ａ ｏ ｂ ｔ ｉｎ ａ ｅ ｄ． Ｔｈ ｅ ｖ ｏ ｌ ｔ ａ ｇ ｅ ｂ ｅ ｔ ｗｅ ｅ ｎ ｈｅ ｔ ｔ ｗｏ ｐ ｏ ｌ ｅ ｓ ｏ ｆ ｔ ｈ ｅ ｅ ｎ ｅ ｒ ｇｙ ｓ ｔ ｏ ｒ ａ ｇ ｅ ｃ ａ ｐ ａ ｃ ｉ ｔ ｏ ｒ ｉ ｓ ｃ ｏ ｎ ｒｏ ｔ ｌ ｌ ｅ ｄ ｗｉ ｈｉ ｔ ｎ ｔ ｈ ｅ ａ ｌ ｌ ｏ ｗａ ｂｌ ｅ ｒ ｎｇ ａ ｅ ａ ｎ ｄ ｈｅ ｔ ｅ ｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｉ ｃ ａ ｌ ｉ ｓ ｏ ｌ ａ ｉ ｔ ｏ ｎ ｂ ｅ ｔ ｗｅ ｅ ｎ ｈｅ ｔ ｉ ｎ ｐ ｕ ｔ ａ ｎ ｄ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ｉ ｓ ａ ｃ ｈ ｉ ｅ ｖ ｅ ｄ ． Ｔｈ ｅ ｔ ｅ ｓ ｉ ｔ ｎ ｇ ｒ ｅ ｓ ｕ ｌ ｔ ｉ ｎ ｄ ｉ ｃ ａ ｔ ｅ ｓ ｈａ ｔ ｔ ｈｅ ｔ ｐ ｅ ｒ ｆ ｏ ｒ ｍａ ｎ ｃ ｅ ｉ ｎｄ ｅ ｘ ｏ ｆ
新型单周期控制的无桥BoostPFC变换器
过 零 点 的输 入 电流 影 响 较 大 ， 导 致 输入 电流发 生过 零 畸 变 ， 限 制 了功 率 因数 的提 高。为 改善 电流 过 零 畸 变 ． 提 高功 率
因数 ， 采 用 一种 工作 于混 合 模 式 下 的 改进 型单 周 控 制 技 术 ， 在 连 续 导 电模 式 时 ， 实 时检 测 输 入 电流 ． 当输 入 电 流过 零 时， 将 变换 器切 换 至 断续 导 电模 式 ， 削弱 了二 极 管 的 反 向 恢 复 问题 ， 并 将 此 改进 型 单 周控 制技 术 应 用 于 无桥 Ｐ Ｆ Ｃ． 仿 真结果表明 ： 基 于新 型 单 周 期控 制 的 Ａ Ｐ Ｆ Ｃ 电路 ， 动 态响 应 更 快 ， 且 无二 极 管反 向恢 复 问 题 。 关键词 ： 计算机仿真 ； 功 率 因数 校 正 ； 无桥 ； 混合 单周 控 制
中图分类号 ： Ｔ Ｍ ４ ６
文献标 志码 ： Ａ
新型单周期控制的无桥 Ｂ ｏ ｏ ｓ ｔ Ｐ Ｆ Ｃ变换器
温 向宇， 赵 丽平 ， 李健 华 ， 吴 志 坚
（ 西 南 交通 大 学 电气工程 学院 ， 四川 成都 ６ １ ０ ０ ３ １ ）
摘 要： 研 究 了一 种 改进 型 单周 期 控 制 算 法 在 无桥 Ｂ ｏ ｏ ｓ ｔ Ｐ Ｆ Ｃ（ Ｐ ｏ ｗｅ ｒ Ｆ ａ ｃ ｔ ｏ ｒ Ｃ ｏ ｒ ｒ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ ） 变换 器 中的 应 用 。 工作 于连 续 导 电模 式 下 的 单 周 控 制 Ｐ Ｆ Ｃ 变 换 器具 备 控 制 电路 简单 、 抗干扰 能力强等优点 ， 但 二 极 管 存 在 的反 向 恢 复 电流 对
ｇ ｒ ｅ ａ ｔ ｅ ｒ ｉ ｍ ｐａ ｃ ｔ ｏ ｎ ｔ ｈ ｅ ｉ ｎ ｐｕ ｔ ｃ ｕ ｒｅ ｎｔ ，ｗ ｈｉ ｃ ｈ ｌ ｉ ｍｉ ｔ ｓ ｔ ｈｅ ｉ ｍｐ ｒ ｏ ｖｅ ｍｅ ｎｔ ｏ ｆ ｐ ｏｗ ｅ ｒ ｆ ａ ｃ ｔ ｏ ｒ ．Ｔｏ ｏ ｖｅ ｒ ｃ ｏ ｍｅ ｔ ｈｅ ａ ｂｏ ｖｅ ｐ ｒ ｏｂ ｌ ｅ ｍｓ ，Ａ ｈ ｙ ｂｒ ｉｄ ｏｎ ｅ —ｃ ｙｃ ｌ ｅ ｃ ｏ ｎｔ ｒ ｏｌ ｌ ｅ ｒ ｗａ ｓ ｕ ｓ ｅ ｄ ，ｗｈｉ ｃ ｈ ｐ ｒ ｅ ｓ ｅ ｎ ｔ ｓ ａ ｓ ｍ ｏｏ ｔ ｈ ｍｏ ｄｅ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｉ ｔ ｉ ｏｎ ｉ ｎｓ ｉ ｄ ｅ ｏ ｎｅ ｍａ ｉ ｎ ｓ ｈ ａ ｌ ｆ －ｃ ｙｃ ｌ ｅ ． Ｗ ｈｅ ｎ ｔ ｈｅ ｉ ｎ ｐｕｔ
新型无桥单相PFC变换器
0 ! ∃%
式中Π Φ
,
Ν
冷
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二 一Π 1
凡!
,Μ
。
1 Π 劝
;
凡
,
其 中 尺为 电感 电流检
测 电阻 可 以得
对于 单 周 的前 沿 控 制方程
在试 兀
Σ 3 Σ
兀时刻开 关都 断开
Ν
到 方程
凡
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一Π 一 1
, Π
单周 前沿 控 制 的波形 图 如 图所示
Ζ
Ψ
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亘 卜 试% 沈 价
,
电 感7 0有
7 Π
0 !%
电 路在 开 关 Η 和 Η 关断 时 电流 的流 向
,
。
) Π
。
是 通过 Θ ? ς 的体 二 极 管流 回电 网 属 于单 向流 8 Ω 动 因 此 可 以 引 出 单周 的前 沿 控 制 方 式 功率 因 数 校正 的 目的是使 输入 电流 ) 跟 随 输 4 , 入 电压 、
、
。
( 7 ) 是浮 充 电 感 电流
,
一
电感 7 Ι
。
开 关 < Ι 和 二极 管
,
: Χ
∃
构 成有
电路 ! / 7 %
,
其 电路 见 图
、
,
。
图 中 / 由浮 充 电容 7
,
源浮 充平 台
为 了 简化 分 析
,
假 设在 一 定连 续周
一 个 工 作 在有 源 开 关
, ,
Η
、
浮 充 电感 乌 有 源 开 关 < Ι 和 二 极 管 Χ 组 成 :
一种单级全桥PFC变换器变压器偏磁抑制策略
一种单级全桥PFC变换器变压器偏磁抑制策略单级全桥PFC变换器是一种通用的交流至直流电源变换器，其主要特点为具有高功率因数校正（PFC）能力，可实现对供电电网的高效利用和抑制谐波污染的作用。
在该类变换器中，变压器是一个重要的组成部分，它用于将交流电源电压转换成经过整流和滤波后的直流电压。
然而，由于变压器存在的磁滞和磁饱和等非线性特性，易导致工作效率低下、损耗大的问题。
为此，在单级全桥PFC变换器中引入一种变压器偏磁抑制策略，能够有效减小以上问题带来的不利影响。
1. 变压器的偏磁现象及其原因在单级全桥PFC变换器中，变压器的偏磁现象是由于变压器磁芯的饱和和磁滞等非线性特性造成的。
磁芯饱和是指磁通量达到磁芯饱和磁通密度时，磁芯无法继续吸收电能的现象；而磁滞则是指当磁通密度从饱和状态减小时，磁能不能立即全部释放的现象。
通过这两种非线性特性，变压器的磁通量无法实时跟随输入电压的变化，从而导致变量器的磁通量偏离直线。
当变压器磁通量偏大时，会导致输入电流的急剧增加；而当变压器磁通量偏小时，则会导致输出电压降低，从而影响整个系统的稳定性和性能。
2. 变压器偏磁抑制策略为了降低变压器偏磁的影响，可以采取以下抑制策略：2.1 增大变压器的饱和电流通过增大变压器磁芯的饱和电流，可以扩大变压器工作的线性区域。
例如，在设计变压器时，可以采用更高的磁芯饱和密度，从而使变压器的磁芯能够承受更大的输入磁通密度，进而提高变压器的工作效率和稳定性。
2.2 引入惯性电流控制通过引入惯性电流控制技术，可以让变压器能够较好地跟随输入电压的变化，从而实现对变压器磁通量的稳定控制。
该技术可以利用电感等元件的惯性特性，使得变压器中的磁通量具有一定的滞后效应，从而实现非线性特性的补偿和抑制。
通过引入闭环控制技术，可以实现对变压器磁通量的实时监测和控制。
例如，在变压器的输入端和输出端分别加入电流传感器和电压传感器，就可以实现对变压器输入和输出的实时监测和控制。
单相BoostPFC变换器的虚拟dq模式控制策略研究
中文摘要摘要Boost PFC变换器广泛运用于中小功率电路中，用以解决电力电子装置对电网造成的谐波污染问题。
在实现PFC电路的功能时，现有的控制策略一般在系统准稳态模式下构建，因而在电流的跟踪控制上存在交流稳态偏差，影响了系统的THD 和功率因数。
对此，本文通过坐标变换的方法建立Boost PFC变换器系统在虚拟dq模式下的直流工作点模型，在此基础上探索系统的控制策略，完成的主要内容和研究成果如下：①提出了Boost PFC变换器在虚拟dq模式下的直流工作点模型，在此基础上利用平均电流法进行控制器的设计。
准稳态模式下系统的工作点不断变化，平均电流控制中的PI控制器无法实现对参考电流的无静差跟踪。
为此利用坐标变换的思想建立系统的虚拟直流工作点，并根据系统在虚拟dq模式下的模型进行控制器的设计，实现对参考电流的无静差跟踪。
对上述两种模式下的设计结果进行仿真和实验，对比结果表明虚拟dq模式下的平均电流控制方法在THD和功率因数上具有更好的效果。
②从系统动稳态性能的角度提出了虚拟dq模式Lyapunov控制方法。
基于系统小信号模型的线性化控制器理论上只能在特定的工作点附近具有较好的控制性能，负载大范围变化时，系统的稳定性难以得到保证。
对此，通过Lyapunov能量函数收敛定理设计系统的电流环控制方程，保证了系统在负载大范围变化时的全局稳定性。
在电压外环的设计上，通过引入功率前馈的方法避免了低带宽电压环对系统动态性能的制约。
③探索了系统电感电流观测器的设计方法。
现有文献在观测器的设计上需要通过积分环节重构负载相关信息，在负载阶跃变化时不能准确反映电感电流的动态变化过程，影响了系统的动态性能。
对此，本文的设计思路是建立包含负载电流的观测器结构，通过Lyapunov定理设计观测器的相关参数。
仿真和实验结果表明，所设计的观测器能准确反映电感电流在系统动稳态变化过程中的信息。
关键词：虚拟dq模式，平均电流控制，Lyapunov控制，观测器英文摘要ABSTRACTBoost PFC converters are widely used in small and medium power circuits to solve the harmonic pollution problem caused by power electronic devices. In achieving the functions of PFC circuit, existing control strategies are generally built in the quasi-steady state of the system. In this way, the steady-state deviation appears when tracking the input current, further influencing THD and power factor of the system. Based on this reason, the dc working points of Boost PFC converter system in virtual dq mode are established through coordinate transformation method in this thesis. Meanwhile the control strategies of the system in the virtual dq mode are explored. The main contents and research results are as follows:①The dc working point model of Boost PFC converter in the virtual dq mode is proposed, and the controller based on the average current method is designed. In the quasi-steady state mode, the parameters of the controller are designed by establishing the system small signal model near the quasi-steady state working point. Due to the constant change of the working point, the designed PI controller cannot achieve tracking the reference current without static error. Therefore, the dc working points are established through coordinate transformation method. Meanwhile the parameters of the controller are designed according to the model of system in the virtual dq mode. Then, the PI controller can achieve tracking the reference current without static error. Simulation and experimental comparison of the design results in the above two modes show that the average current control method in the virtual dq mode has better effect on THD and PF.②From the perspective of system dynamic and steady state performance, the Lyapunov control method in the virtual dq mode is proposed in this thesis. Linearization controller based on the system small signal model can only has good control performance near the working point in theory. When a wide range of load change appears, the stability of the system is difficult to guarantee. In this thesis, the current loop control equations of the system are derived on the basis of the Lyapunov-energy-function convergence theorem, so as to ensure the global stability of the system with a wide range of load changes. In the design of the outer voltage loop, power feedforward is introduced to avoid the effect of the low-bandwidth voltage loop on the system transient performance.重庆大学硕士学位论文③The design method of the system inductor current observer is explored. In order to reduce the detection variables of the system, inductor current observer is introduced into the control loop. In the observer’s design from existing literature, integral element is used to reconstruct load information. In this way the observer cannot accurately reflect dynamic change process of inductor current when the load step change, thus affect the transient performance of the system. In view of this, the idea of this thesis is to establish the observer structure containing the load current. And the Lyapunov theorem is used to design the observer parameters. The simulation and experimental results show that the designed observer can accurately reflect the information of the inductor current in the process of dynamic state and steady state.Key words：virtual dq mode, average current control, Lyapunov control method, observerIV目录目录中文摘要 (I)英文摘要 (III)1 绪论 (1)1.1研究背景及意义 (1)1.2研究现状分析 (2)1.3本文主要研究内容 (5)2 虚拟DQ模式平均电流控制 (7)2.1引言 (7)2.2准稳态模式平均电流控制 (7)2.2.1 准稳态模式系统建模 (7)2.2.2 控制器的参数设计 (11)2.3虚拟DQ模式平均电流控制 (18)2.3.1 虚拟dq模式系统建模 (18)2.3.2 控制器的参数设计 (20)2.4仿真验证 (22)2.4.1 稳态工况 (23)2.4.2 动态过程 (25)2.5实验验证 (27)2.5.1 系统硬件电路设计 (28)2.5.2 系统软件设计 (32)2.5.3 实验结果 (36)2.6本章小结 (40)3 虚拟DQ模式LYAPUNOV控制 (41)3.1引言 (41)3.2 电流环Lyapunov模式控制 (41)3.2.1 控制方程推导 (41)3.2.2 基于虚拟电路反馈的延时90º法 (43)3.3电压环功率前馈控制 (46)3.4仿真与实验验证 (47)3.4.1 仿真验证 (48)3.4.2 实验验证 (51)V重庆大学硕士学位论文3.5本章小结 (55)4 电感电流观测器的设计 (57)4.1引言 (57)4.2观测器的设计 (57)4.2.1设计原理 (57)4.2.2改进的观测器设计方案 (60)4.3仿真验证 (62)4.4本章小结 (65)5 总结与展望 (67)5.1论文工作总结 (67)5.2后续工作开展 (67)致谢 (69)参考文献 (71)附录 (77)A.作者在攻读学位期间发表的论文目录 (77)B.实验样机与实验平台 (77)VI1 绪 论11 绪 论1.1 研究背景及意义电能在未来能源结构中必然占据举足轻重的地位，电力电子技术的发展为电能的广泛运用提供了夯实的基础[1-2]。
基于对偶变换的新型单级PFC变换器研究
摘要： 通过常用的 ｂｃ－ｏｓ变换器级联电路的对偶变换， ￣导出一种带有单级功率因数校正的新型变换器拓扑 ｕｋ ｏｔ ｂ －ｘ － Ｙ 电 路。对设计公式进行分析 ，－ 得到元件参数值和电流应力之间的关系。仿真和实验结果验证 了该电路的运行特点和 －￣ ｑ －ｘ
其功率 因数校 正能力。 关键 词：对偶原理 ； Ｆ ＤＶ Ｍ； Ｐ Ｃ； Ｃ 变换 器
（ ｈ ｉ ｉｅ ｓｔ ｆＴｅ ｈ ｏｏ ｙ ａ ｄＳ ｉｎ ｅ Ａｎ ｕ ｏ ｉｃａ ｙＬａ ｏ ａｏ ｙ Ａｎ ｕ ｖ ｒｉ ｏ ｃ ｎ ｌｇ ｎ ｃｅ ｃ ， ｈ ｉ Ｕｎ ｙ Ｐｒ ｖｎ ｉｌＫｅ ｂ ｒｔ ｒ ｏ ｅ ｔｉ ａ ｄ Ｃ ｎ ｒ ｌＷ ｕ ｕ。２ ０ ０， ｉａ ｆＥｌｃｒｃ ｎ ｏ ｔｏ， ｈ ４１ ０ Ｃｈｎ ） Ａｂ ｔａ ｔ ｓｒｃ ：Ａ ｅ ｓｎ ｌ ｔｇ Ｃ ｅ ｕａｏ ｅｉｅ ｙｔｋ ｎ ｈ ｕ ｌ ｆａｗｅｌ ｎ ｗｎ ｃｒｕｔｂ ｓ ｄｏ ａ ｃ ｄ ｆ ｎ ｗ ｉｇｅｓａ ｅＰＦ ｒｇ ｌｔ ｒｉ ｄ ｒｖ ｄｂ ａ ｉｇ ｔｅｄ ａ ｌ ｋ ｏ ｉ ｉ ａｅ ｎａｃ ｓａ ｅｏ ｓ ｏ — ｃ ｃ ｎ ｅ ｔ ｎ ｌｂ ｏ ｔｂ ｃ ｏ ｖ ｒｅｓ Ａｎ ｌｔ ａ ｅ ｉｎ ｅ ｐ ｅ ｓｏ ｓａ ｅ ｄ ｒｖ ｄ ｉ ｕ ｔａ ｉｇ ｔ ｅ ｒｌｔ ｎ ｂ ｔ ｅ ｕ ｒｎ ｏ ｖ ｎ ｉ ａ ｏ ｓ－ ｕ ｋ ｃ ｎ ｅ ｔｒ． ｏ ａｙ ｉ ｌｄ ｓ ｘ ｒ ｓｉｎ ｒ ｅｉｅ ， ｌ ｓｒｔｎ ｈ ｅａｉ ｅｗｅ ｎ ｃ ｒｅ ｔ ｃ ｇ ｌ ｏ ｓｒ ｓ ｎ ｏ ｏ ｅ ｔｖ ｌｅ ．ＰＳ ＣＥ ｓｍｕａｉｎａ ｄｅ ｐ ｒ ｎ ａ ｅ ｕｔ ｓｐ ｒｏｍ ｅ ｏｃ ｎ ｉ ｔ ｅｏ ｅ ａｉｎｏ ｈ ｉ— ｔｅ ｓａ ｄｃ ｍｐ ｎ ｎ ａｕ ｓ ＰＩ ｉ ｌｔ ｎ ｘ ｅ ｉ ｏ ｍｅ ｔｌｒｓ ｌ ｉ ｅ ｆｒ ｄｔ ｏ ｆｒ ｈ ｐ ｒ ｔ ｆ ｅｅｒ ｓ ｍ ｏ ｔ ｃ ｌ ａ ｄｉ ｏ ｒｆｃｏ －ｏ ｒｃｉ ａ ａ ｉｔ． ｕｔ ｎ ｓｐ ｗｅ－ａ ｔ ｒｃ ｒｅ ｔ ｃ ｐ ｂｌ ｙ ｔ ｇ ｎ ｉ
单相单级PFC变换器预测控制算法研究
单相单级PFC变换器预测控制算法研究随着能源危机和环境保护意识的增加，对能量的高质量使用和电力系统的高效运行要求也越来越高。
因此，电力因数校正（PFC）变换器作为一种常用的电力电子设备已经广泛应用于家用电器、电源、电动车等领域。
单相单级PFC变换器是一种基于整流器和逆变器的拓扑结构，其主要目的是对输入电流进行校正，保持输入电流与电网电压的相位接近并尽量对称。
传统的PFC控制算法存在精度低，响应速度慢等问题。
因此，研究一种高效、精确的PFC变换器控制算法具有重要的理论意义和实际应用价值。
预测控制（Model Predictive Control，MPC）是一种基于系统模型的优化控制方法，它通过对控制器未来一段时间内的输出进行预测，并优化当前控制信号，从而实现对系统的精确控制。
MPC算法具有较好的动态性能和稳态性能，对于单相单级PFC变换器的控制具有很大潜力。
单相单级PFC变换器的MPC算法可以分为两个环节：参考模型的建立和动态调整。
首先，通过建立系统的数学模型，得到参考输出和参考电流。
然后，根据MPC算法的优化准则，解决相关的优化问题，计算控制信号。
通过不断调整控制信号，使系统的输出快速跟踪参考模型。
MPC算法的主要优点包括：（1）能够处理系统的约束条件，在控制过程中防止系统状态偏离预期范围；（2）可以通过调整预测时域长度来平衡控制性能和计算复杂度；（3）可以在不知道系统准确模型的情况下进行控制，只需要准确的测量数据。
因此，在单相单级PFC变换器的控制中，采用MPC算法可以充分利用其优点，提高系统控制性能和运行效率。
然而，MPC算法也存在一些挑战。
首先，MPC算法依赖于系统准确的数学模型，在实际应用中可能存在模型误差。
其次，MPC算法的计算复杂度较高，需要大量的计算资源。
此外，MPC算法的实时性对于一些实时性要求较高的应用可能存在一定困难。
综上所述，单相单级PFC变换器的预测控制算法研究是一个具有重要意义和挑战性的课题。
单级反激式软开关PFC变换器实验测试
单级反激式软开关PFC变换器实验测试一、总体设计方案如图所示的总体方案图。
主要是以PWM控制芯片为核心来实现整体控制的，主要包括主电路、驱动电路、隔离反馈电路等。
将各部分结合起来构成单级反激式软开关PFC变换器。
主电路主要完成能量的变换和传递；电流采样电路主要是完成经采样电阻转换成的电压信号；反馈隔离电路主要完成输入和输出间信号隔离；驱动电路主要完成控制电路输出信号的隔离。
二、额定工况下的测试波形测试条件：在交流输入220V的情况下，输出电压95V，输出恒定电流500mA毫安，采用泰克示波器TDS2014及其提供的图像捕捉软件进行了测量。
图1（a）所示为额定交流电压为220V时，未加入PFC时样机的输入电压和输入电流的波形，其中通道2为交流输入电压波形，通道1为输入电流波形。
图6（b）是加入了PFC时样机的输入电压和输入电流的波形，其中通道2为交流电压波形，通道1为输入电流波形。
单级反激式软开关PFC变换器的研究CH1：200mV/div 10ms/div CH2：100V/div 10ms/div 图（a）未加PFC CH1：200mV/div 10ms/div CH2：100V/div 10ms/div 图（b）加PFC图1 输入电流跟随输入电压的实测波形从图1（a）、（b）两个图中可以看出，未加PFC的变换器输入电压和输入电流波形，只有在输入交流电压的峰值部分才有输入电流，虽然输入交流电压是正弦的，但输入电流却严重畸变，呈现脉冲状。
电流的畸变由于电网阻抗反过来影响电网电压，造成总谐波畸变增大，输入功率因数低。
而加PFC的变换器输入电流波形与输入电压波形基本上无相位差，输入电流能够很好的跟踪输入电压的波形，故输入功率因数高。
图2（a）为随机测试的功率开关管两端的电压和驱动波形，从图中可以看出主开关管两端的电压是缓慢上升和下降的，主开关在零电压下开通与关断。
由于辅助开关的地是悬浮的，测试时会引起电路振荡，导致电路不能正常工作，所以随机测试了一组波形，如图2（b）所示的开关管两端的电压和驱动波形，可以看出辅助开关管也实现了软开通和软关断。
单级反激PFC设计
单级反激PFC设计单级反激PFC（Power Factor Correction）是一种电路设计技术，可以帮助改善电力系统的功率因数。
传统的功率因数低的电路会导致电网能源浪费和电力系统的不稳定性。
单级反激PFC可以通过减小谐波干扰，增加功率因数并提高效率，从而达到更高的能源利用效率和电力系统的稳定性。
1. 电路拓扑选择：单级反激PFC主要有Boost转换器和Flyback转换器两种常用的电路拓扑。
Boost转换器适用于大功率应用，Flyback转换器适用于小功率应用。
根据具体需求选择适合的拓扑结构。
2.输入滤波电感设计：输入滤波电感的设计可以有效减小电源线上的谐波干扰。
一般来说，选择适当的电感值可以实现较好的滤波效果，同时还要考虑电感的尺寸和成本限制。
3.交流电压检测：单级反激PFC是基于交流电压进行控制的，所以需要对输入电压进行实时检测。
可以使用简单的电压分压电路和比较器等组成反馈控制回路，来实现对输入电压的准确检测。
4.反馈控制设计：单级反激PFC需要对输出电压进行反馈控制，以达到稳定的输出电压。
一般采用PID控制算法，结合脉宽调制技术，通过调节开关器件的导通时间来维持输出电压稳定。
5.调光控制设计：如果设计的单级反激PFC用于LED照明系统，还需要考虑调光控制的设计。
可以采用脉宽调制技术，调节开关器件导通时间的方式来实现LED灯光的调光控制。
单级反激PFC的设计一般需要进行仿真和实验验证，以保证设计的性能和稳定性。
通过合理的电路拓扑选择、输入滤波电感设计、交流电压检测、反馈控制设计和调光控制设计等关键方面的设计，可以实现高效率、高功率因数的反激PFC电路。
总之，单级反激PFC设计是一项综合性的电路设计任务，需要综合考虑各个方面的因素。
通过合理的设计和优化，可以实现高效率、高功率因数的单级反激PFC电路，从而提高电力系统的能源利用效率和稳定性。
含可控整流电路的无电解电容单级PFC变换器研究
含可控整流电路的无电解电容单级PFC变换器研究随着电子设备的普及和使用量的增加，对电力质量要求也越来越高。
电力因数校正（Power Factor Correction，简称PFC）技术在电力领域中扮演着重要的角色。
传统的PFC变换器主要采用电解电容作为能量存储元件，但电解电容容易老化，故障率高，且对环境不友好。
为了解决这个问题，研究人员提出了一种新型的无电解电容单级PFC变换器，该变换器采用可控整流电路。
该研究旨在探索这种新型变换器在电力因数校正中的应用。
首先，研究人员详细介绍了无电解电容单级PFC变换器的工作原理。
该变换器由整流器、谐振电路和输出电路组成。
其中，整流器采用可控整流电路，能够实现对输入电压的整流和调节，从而实现对输出电流的调控。
谐振电路能够提供高效的功率转换，并减小电流谐振的影响。
输出电路则用于将变换器的输出电压稳定在所需的值上。
接着，研究人员详细介绍了可控整流电路的工作原理和控制策略。
可控整流电路通过控制开关管的导通和关断时间，实现对输入电压的整流和调节。
为了实现高效的功率转换，研究人员通过优化开关管的控制策略，使得开关管能够在合适的时机导通和关断，从而减小功率损耗。
最后，研究人员设计了一套实验系统，并进行了实验验证。
实验结果表明，该无电解电容单级PFC变换器在电力因数校正中具有较好的性能。
与传统的电解电容PFC变换器相比，该变换器具有更高的可靠性和稳定性，同时对环境也更加友好。
综上所述，含可控整流电路的无电解电容单级PFC变换器是一种具有潜力的电力因数校正解决方案。
它不仅能够提高电力质量，减少电能损耗，还能够降低电解电容的使用量，从而对环境产生更小的影响。
随着技术的不断进步和发展，相信这种新型变换器将得到更广泛的应用。
基础科普 PFC变换器工作原理详细解析
基础科普PFC变换器工作原理详细解析
PFC技术经过多年的发展和应用调试，已经逐渐趋于成熟，而这一技术
目前也正在越来越多的被应用在电路设计和变换器新产品研发的过程中。
基
于PFC控制IC的有源电路所组成的DC-DC升压变换器，就是其中的一种。
这种PFC升压变换器被置于桥式整流器和一只高压输出电容之间，因此在平时的工作中，也有不少人将其称作有源PFC预调节器。
今天我们将会针对这种升压式的PFC变换器的工作原理，进行详细的解析。
在PFC变换器的应用过程中，我们将常用的变换器类型主要分为三种类型，分别是连续导通模式（CCM）、不连续导通模式（DCM）及临界或过渡导通
模式（TCM）三种类型。
这三种PFC变换器的运行模式虽然不同，但是不论是哪一种类型的PFC升压变换器，都要求其DC输出电压高于最高AC线路
电压的峰值。
在通用线路输入下，最高AC线路电压往往达270V，故PFC
变换器输出DC电压至少是380V，通常都设置在400V的电平上。
由于在DCM状态下工作的PFC变换器输出功率大多在60—250W，应用比较广泛，故在此作重点介绍。
工作在DCM状态下的PFC变换器是目前最常用到的变换器类型，通常采
用8引脚DIP或SO封装，芯片电路的基本组成结构包括以电压误差放大器
为中心的电压控制环路和以一象限乘法器、电流感测比较器及零电流检测器
等构成的电流控制环路。
下图中，图1给出了DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其组成的预变换器电路。
图1 DCM升压型PFC控制IC的内部结构
在了解了DCM升压型有源PFC变换器的内部结构之后，接下来我们再来。
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