PMSM位置伺服系统的离散积分变结构控制

永磁同步伺服电机(PMSM)的基本结构和控制单元驱动器原理

永磁同步伺服电机（PMSM）的基本结构和控制单元驱动器原理导语：永磁交流伺服系统的驱动器经历了模拟式、模式混合式的发展后，目前已经进入了全数字的时代。

全数字伺服驱动器不仅克服了模拟式伺服的分散性大、零漂、低可靠性等确定，还充分发挥了数字控制在控制精度上的优势和控制方法的灵活，使伺服驱动器不仅结构简单，而且性能更加的可靠。

随着现代电机技术、现代电力电子技术、微电子技术、永磁材料技术、交流可调速技术及控制技术等支撑技术的快速发展，使得永磁交流伺服技术有着长足的发展。

永磁交流伺服系统的性能日渐提高，价格趋于合理，使得永磁交流伺服系统取代直流伺服系统尤其是在高精度、高性能要求的伺服驱动领域成了现代电伺服驱动系统的一个发展趋势。

永磁交流伺服系统具有以下等优点：电动机无电刷和换向器，工作可靠，维护和保养简单；定子绕组散热快；惯量小，易提高系统的快速性；适应于高速大力矩工作状态；相同功率下，体积和重量较小，广泛的应用于机床、机械设备、搬运机构、印刷设备、装配机器人、加工机械、高速卷绕机、纺织机械等场合，满足了传动领域的发展需求。

永磁交流伺服系统的驱动器经历了模拟式、模式混合式的发展后，目前已经进入了全数字的时代。

全数字伺服驱动器不仅克服了模拟式伺服的分散性大、零漂、低可靠性等确定，还充分发挥了数字控制在控制精度上的优势和控制方法的灵活，使伺服驱动器不仅结构简单，而且性能更加的可靠。

现在，高性能的伺服系统，大多数采用永磁交流伺服系统其中包括永磁同步交流伺服电动机和全数字交流永磁同步伺服驱动器两部分。

伺服驱动器有两部分组成：驱动器硬件和控制算法。

控制算法是决定交流伺服系统性能好坏的关键技术之一，是国外交流伺服技术封锁的主要部分，也是在技术垄断的核心。

交流永磁伺服系统的基本结构交流永磁同步伺服驱动器主要有伺服控制单元、功率驱动单元、通讯接口单元、伺服电动机及相应的反馈检测器件组成，其结构组成如图1所示。

其中伺服控制单元包括位置控制器、速度控制器、转矩和电流控制器等等。

一种基于模糊自抗扰的PMSM伺服控制系统[发明专利]

专利名称：一种基于模糊自抗扰的PMSM伺服控制系统专利类型：发明专利
发明人：朱景伟,吕潇涵,宋鑫,荆哲
申请号：CN202011017206.7
申请日：20200924
公开号：CN112039394A
公开日：
20201204
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明公开了一种基于模糊自抗扰的PMSM伺服控制系统，包括：检测电机转子的转速信息和位置反馈θ的光电编码器；接收用户输入的电机给定信号θ和光电编码器传送的位置反馈θ的位置速度环二阶模糊自抗扰控制器，坐标变换模块，采用坐标变换算法获得电流反馈值i/i；接收位置速度环二阶模糊自抗扰控制器传送的电流给定值i/i和坐标变换模块传送的电流反馈值i/i的电流双环一阶自抗扰控制器，SVPWM生成模块，采用扇区计算方式、开关管切换时间点计算方式获取电压空间矢量PWM并输出；接收所述SVPWM生成模块传送的脉冲信号的三相逆变器，所述三相逆变器控制相应的开关器件、从而输出电机所需要的电压值。

申请人：大连海事大学
地址：116026 辽宁省大连市高新园区凌海路1号
国籍：CN
代理机构：大连东方专利代理有限责任公司
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永磁同步伺服电机的变结构与前馈复合控制

永磁同步伺服电机的变结构与前馈复合控制戴卫力;张晓峰【摘要】为提高永磁同步伺服电机(PMSM)控制系统的性能,阐述了永磁同步电机伺服系统架构并给出了永磁同步电机的数学模型.在此基础上,对传统的三环伺服位置控制进行了分析,给出了各控制环参数的设计准则,并总结了传统伺服控制策略下的特点.随后,针对传统伺服控制系统定位精度低、响应慢的缺陷,在分析研究变结构控制和前馈控制特点的基础上,将其与传统控制相结合,提出了三者控制方式结合的复合控制策略,并对其进行了相应地理论分析.最后,建立了相应的系统仿真控制模型,并进行了测试.结果表明:变结构控制和前馈控制独立作用时均可缩短系统响应时间,而前馈控制还可提高系统的定位精度;同时复合控制结合了两者的优点,既提高了系统位置响应速度又改善了位置跟踪精度.【期刊名称】《科学技术与工程》【年(卷),期】2019(019)004【总页数】7页(P131-137)【关键词】永磁同步电机;变结构控制;矢量控制;前馈控制【作者】戴卫力;张晓峰【作者单位】河海大学物联网工程学院, 江苏省输配电装备技术重点实验室,常州213022;河海大学物联网工程学院, 江苏省输配电装备技术重点实验室,常州213022【正文语种】中文【中图分类】TM351永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor, PMSM)结构简单、高效且具有调速范围宽、可实现高精度定位等优点，因而被广泛应用于航空航天、机器人系统等高性能伺服领域[1]。

目前，大多通过提升逆变器、检测反馈元件等器件性能和改善相应的控制策略来提高PMSM伺服系统的整体性能[2]。

文献[3]提出了一种基于转矩角的PMSM直接转矩控制策略，并指出该策略具有较好的动静态性能和堵转启动能力，较适合转矩控制性能要求较高的应用场合。

文献[4]介绍了矢量控制和直接转矩控制，并指出了前者在电流脉动、调速范围、电流特性等方面较具优势。

基于SVPWM的PMSM矢量控制伺服系统研究

１交流伺服系给数学模型．２由于ＰＭ具有多变量、强耦合及非线性等ＭＳ
特点，为了获得高动态性能，ＰＭ交流伺服控制ＭＳ系统采用矢量控制，即通过坐标变换，把ＰＭＭＳ等效为直流电动机。在坐标变换过程中，应保证变
０引言
随着计算机技术及控制理论的发展，数控系
统广泛的应用于数控机床、玻璃深加工设备及机器人等领域。伺服系统是数控系统的重要组成部分，接受来自ＣＮＣ的指令信息，控制执行部件的运动方向、进给速度与位移量，以加工出符合要求的零件 …。伺服系统的动态响应和伺服精度是影响数控
标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，
从而形成ＰＷＭ波，以所形成的实际磁链矢量来追
踪其准确磁链圆。由于ＳＷＭ方法将逆变系统ＶＰ
和异步电机看作一个整体来考虑，模型比较简单，
也便于微处理器的实时控制，而且电流谐波分量、谐波转矩也减少，电机的转矩脉动得到抑制，而且与ＳＷＭ技术相比直流利用率有很大提高，并Ｐ
此数控系统的速度和精度等技术指标，很大程度上由伺服系统的性能所决定。伺服系统性能，主要体现在稳态跟踪误差、动态响应的精确性和快速性及
控制功率管通断时间。ＰＭ伺服进给系统要求电流环具有输出电ＭＳ流谐波分量小、响应速度快等性能，因此，ＰＭＭＳ

基于电流滞环与变结构控制的PMSM伺服系统

ｂａｕｒｅｎｄｖｒａｌｔｕｕｅｃｎｔｏｃｍｅｗｅｅｕｓｄ，ｔｅｓｍｕａｌｎｒｓｌｓｄｍｏｔａｅｔａｈｙｔｍｓｔｅａｎｄｃｒｎｔａａｉｂｅｓｒｃｔｒｏｒｌｓｈｅｒｅｈｉｌｔｅｕｔｅｎｓｒｔｈｔｔｅｓｓｅｈａｈｄ・ｏ
ｏｃｄ．ｆｌａ
ＫｅｒｓｐｒａｅｔｇｅｓｎｈｏｏｓｔＰＭ）ｖｒｂｔｃｒｃｎｒｌｓｕｏａｐｌ — ｉｈｍｄｌｉｙｗｏｄ：ｅｍｎｎｎｔｙｃｒｎｕｏｍａｍｏｒ（ＭＳ；ａａｌｓｔｅｏｔ；ｉｓｉｌｕｓｗｄｏｕｔｎｉｅｒｕｕｏｎｄｅｔａｏ（ＰＳＷＭ）ｈｓｒｓ —ａｄｃｒｎ；ｓｕａｏｎｌｓ；ｙｔｅｉｂｎｕｒｔｉｌｔｎａａｉｅｓｅｍｉｙｓ
陈庆樟饶高峰曾一凡刘仁鑫，，，
（．西农业大学工学院，西南昌３０４；．铃集团东桥齿轮有限责任公司，西南昌３００）１江江３０ＳＷＭ电流滞环控制的永磁同步电动机伺服系统及其速度环的变结构控制方Ｐ
中图分类号：Ｐ７．；Ｈ９Ｔ２３５Ｔ３文献标识码：Ａ文章编号：０１４５（０７０ — ０７０１ — ５１２０）５０７ — ３０
ＰＭＳＭｅｖｙｔｍｓｄｎｈｙｔｒｓｓｂｎｄｃｒｎｔａａｉｂｌｔｕｃｕｒｏｒｌｓｒｏｓｓｅｂａｅｏｓｅｅｉ－ａｕｒｅｎｄｖｒａｅｓｒｔｅｃｎｔｏ

基于PMSM的三环数控交流伺服系统

Ａｂｔａｔｓｒｃ：ＴｈａｅｔｄｂｅｔｉｔｅＣｅｖｙｔｍ，ｎｔｐｅｅｔｄｔｒｅｃｏｅ－ｏｐｏｔｌｅｐｐｒｓｕｙｏｊｃｓｈＮＣｓｒｏｓｓｅａｄｉｒｓｎｅｈｅｌｓｄｌｏｓｃｎｒｏ
ａｄｐｉｉｎｌｏｎｏｓｔｏｏｐｗｅｅｅｔｂｉｈｄａｄｉｐｉｉｄ．ｒｓａｌｓｅｎｓｍｌｆｅＴｈｌｅ — ｏｐｒｇａｏｅｃｏｓｄｌｏｅｕｌｔｒｗａｅｉｅｓｄｓｇｎｄ．ＴｈｅｓｔｍｙｓｅｗａｏｅｔｄｂｈｏｔｏｌｒＴｈｉｕａｉｎ，ｕｎｎａｃｌｔｏｆｔｅｃｏｓｄｌｏａａｉｄｉｓｃｒｃｅｙｔｅｃｎｒｌｅ．ｅｓｍｌｔｏｔｎｉｇａｄｃｌｕａｉｎｏｈｌｅ — ｏｐｗｓｃｒｅｎ
Ｍａｌｂｔａ／Ｓｉｕｉｋ．Ｔｈｅｕｔｎｉａｅｈｔｔｅｃｒｃｎｅｓｏｈｙｔｍｅｉｎ，Ｔｈｅｉｅｆｅｔｏｍｌｎｅｒｓｌｓｉｄｃｔｄｔａｈｏｒｅｔｓｆｔｅｓｓｅｄｓｇｅｄｓｒｄｅｆｃｆｃｎｒｅｅａｈｅｅｅｔｏｔｏｌｗｒｃｉｖｍｎ．Ｋｅｒｓ：ｓｒｏｓｓｅ；ＣＮＣ；ｖｃｏｏｎｒｌｕｉｇｙｗｏｄｅｖｙｔｍｅｔｒｃｔｏ；ｔｎｎ
摘要：文以数控交流伺服系统为研究对象，出了一种基于永磁同步电机（ＭＳ）三环控制策论给ＰＭ的

基于扩张状态观测器的PMSM积分时变滑模控制

电气传动2021年第51卷第7期摘要：为了实现永磁同步电机（PMSM ）驱动系统的高精度跟踪控制，提出了新型积分时变滑模控制策略，该策略考虑到系统的非线性和耦合特性对动、静态性能的影响，首先采用反馈线性化原理将系统模型线性化，然后为了加快动态响应过程，采用单回路结构取代串级结构设计积分时变滑模控制器。

针对负载扰动的问题，设计了一种以负载转矩为观测对象的扩张状态观测器，并将观测值反馈到控制器中以克服扰动对性能的影响。

最后在永磁同步电机实验平台上开展了对比实验研究，通过实验结果可以看出，积分时变滑模控制器使系统具有无超调、快速性的优点，提高了系统的动态和稳态性能，扩张状态观测器能够快速跟踪负载的变化，增强了控制器对负载扰动的鲁棒性。

关键词：永磁同步电机；积分时变滑模控制；反馈线性化；扩张状态观测器中图分类号：TP351文献标识码：ADOI ：10.19457/j.1001-2095.dqcd21086Integral and Time -varying Sliding Mode Control of PMSM Based on Extended State ObserverLIU Jiawen ，YU Haisheng（College of Automation ，Qingdao University ，Qingdao 266071，Shandong ，China ）Abstract:A novel integral and time-varying sliding mode control strategy was investigated to realize the high accuracy tracing control for the permanent magnet synchronous motor （PMSM ）drive system.The influence of the nonlinear and the coupling characteristic on the dynamic and static performance of the system was considered in this strategy.Firstly ，the linearization model of PMSM was derived from feedback linearization technology.Then ，in order to accelerate the dynamic response process ，the single-loop structure was adopted instead of the cascade control to design the integral and time-varying sliding mode controller.Aiming at the problem of load disturbance ，an extended state observer with load torque as observation object was designed ，and the estimated value was fed back into the controller to overcome the influence of disturbance on performance.Finally ，the comparative experiment study was carried out on the PMSM experimental platform.Experimental results show that the integral and time-varying sliding mode controller can make the system has the advantages of rapidity and no over-shoot ，improve the dynamic and static performances.The extended state observer can observe the change of the load torque rapidly and enhance the robustness of the controller to load disturbance.Key words:permanent magnet synchronous motor （PMSM ）；integral and time-varying sliding mode control ；feedback linearization ；extended state observer基金项目：国家自然科学基金（61573203）作者简介：刘佳雯（1994—），女，硕士研究生，Email ：*****************通讯作者：于海生（1963—），男，博士，教授，博导，Email ：***************.cn基于扩张状态观测器的PMSM 积分时变滑模控制刘佳雯，于海生（青岛大学自动化学院，山东青岛266071）永磁同步电机（permanent magnet synchro⁃nous motor ，PMSM ）由于其固有的低转子惯性、高效率、结构坚固、高功率密度等优点，在电动汽车、风力发电系统、机器人等各种工业应用中受到了广泛关注[1-3]。

基于模糊PI控制的PMSM位置伺服系统仿真

基于模糊PI控制的PMSM位置伺服系统仿真
王翔;马瑞卿;吉攀攀
【期刊名称】《微电机》
【年(卷),期】2010(043)003
【摘要】本文在分析了永磁同步电机(PMSM)数学模型的基础上,在Matlab的Simulink环境下构建了隐极式永磁同步电机位置伺服系统的仿真模型.控制系统采用经典的三闭环结构,其中电流环采用id=0的矢量控制策略,速度环采用PI控制,位置环采用模糊PI自适应控制,自适应控制通过Matlab软件编程.文中给出了系统各模块仿真模型的建立方法,并针对工程系统实际参数,进行了负载突加突卸时位置、速度和转矩瞬态过程仿真与分析.结果表明,该系统抗干扰性好,能快速准确地跟踪位置及转速给定.
【总页数】4页(P52-55)
【作者】王翔;马瑞卿;吉攀攀
【作者单位】西北工业大学,自动化学院,西安,710072;西北工业大学,自动化学院,西安,710072;西北工业大学,自动化学院,西安,710072
【正文语种】中文
【中图分类】TM351;TM341
【相关文献】
1.基于模糊PI控制器的PMSM矢量控制 [J], 张洪新;涂群章;蒋成明;潘明;黄皓
2.基于双模糊PI控制的交流位置伺服系统研究 [J], 孙旭霞;孙伟;樊昱琨;宁红英
3.基于矢量控制的PMSM位置伺服系统电流滞环控制仿真分析 [J], 陈先锋;舒志兵;赵英凯
4.基于SCA优化模糊PI控制器的PMSM转速控制 [J], 陈冬;赵宇红
5.基于改进模糊PI控制器的PMSM矢量控制系统仿真 [J], 胡堂清;张旭秀
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PMSM伺服系统的控制(非线性控制)

( 19)
v2 = - k2 ( y2 - y2ref ) - k3 ( y2 - y2ref ) -
k4 ( y¨2 -
y¨2 ref )
…
+ y2 ref
=
-
k2 (θ2
-
θ 2 ref
)
-
k3
(θ·2
-
θ· 2
ref
)
-
k4
(θ¨2
-
θ¨ 2 ref
)
+θ…2 ref 。
( 20)
把式 ( 19) , ( 20)代入式 ( 16 )及 ( 17 ) , 得到实际
uq
。
( 15) 永磁同步电动机是一个 r = 4阶系统 , 上面新的系统的相对阶是 p = 1 + 3 = 4, 即它的之和等于系统的阶数 ,所以系统可反馈线性化 ,且不出现零动态问题。令虚拟控制量为
v1
=
-
R L id
+ Pωiq
+
1 L
ud ,
v2
= 3P<f 2J
-
R L
iq
-
Pωid
范红刚 (1978 - ) ,硕士研究生 ,讲师 ,研究方向为电力电子与电力传动。
© 1994-2010 China Academic Journal Electronic Publishing House. All rights reserved.
第 3期
Abstract: Permanent magnet synchronous motor( PM SM ) is a nonlinear system w ith significant coup ling. B y using the direct feedback linearization theory which is a nonlinear control m ethod, the app rop riate co2 ordinate transformation and nonlinear state feedback are obtained through L ie deriving the output varia2 ble. The input2output linearization of PM SM system and the comp letely dynam ic decoup ling are realized. The M atlab simulation results show that permanent magnet synchronous motor servo system has good posi2 tion tracking performance, and the effect of torque change to position tracking is efficiently reduced. Key words: PM SM; position tracking; direct feedback linearization; L ie derivatives

基于矢量控制的PMSM位置伺服系统电流滞环控制仿真分析

ｒｎ－ｏｔｏａｅｕｅｏｏｄｃｎｒｌｐｒｏｍａｃ．Ｗｈｎｔｉｎｕａａｒｅｖｙｔｒｓｓｂｎｕｒｎ－ｅｔｃｎｒｌｎｂｓｄｆｒｇｏｏｔｏｅｆｒｎｅｃｅｒｇｌｒｃｒｉｒｗａｅｈｓｅｅｉ－ａｄｃｒｅｔａ
陈先锋舒志兵赵英凯
南京工业大学
摘要：入分析基于矢量控制的永磁同步电动机（ＭＳ）置伺服系统电流滞环控制方案。为了实现深ＰＭ位
高性能的位置伺服电流环控制，比了常规电流滞环控制和三角波载波比较方式的电流滞环控制。在Ｍａ— 对ｔ
ｌａｂ中搭建了两种电流滞环控制方式的仿真模型，过仿真分析得出采用常规电流滞环控制对系统的整体性通
能影响比较大，采用的三角载波比较方式的电流滞环控制容易获得良好的控制效果。采用的三角载波比较而方式的电流滞环控制的仿真结果被进一步验证，且为位置伺服系统的整体设计提供了理论基础。并关键词：置伺服系统位矢量控制电流滞环控制永磁同步电动机
ｏｈｅｔｏｅｂｌｎＭａｌｂ，ｂｙｔｉｕｌｉｎａｌｓｓ，ｗｅｃｎｋｎｆｔｗｏｍｄｅａｒｕｉｄｉｔａｈｅｓｍａｔｏｎａｙｉａｏｗｈａｅｒｌｈｙｔｅｉ— ａｕｒｔｔｇｎｅａｓｅｒｓｓｂｎｄｃ — ｒｎｔｃｅ－ｏｎｔｏｌｗｉｌｓｒｏｕｌｎｆｕｎｃｅｒｏｒａｅｏｙｔｍ，ａｒａｕｌｒｃｒｅｖｅｈｙｓｅｅｉ— ａｕｒｒｌｅｉｓｙｉｌｅｅｏｎｐｆｍｎｃｆｓｓｅｎｄｔｉｎｇａａｒｉｒｗａｔｒｓｓｂｎｄｃ —

PMSM控制方式简介ppt

右图是基于无差拍电压矢量优选策略的PCC的控制流程图（加延时补偿）
4、id=0控制方式与MTPA控制方式的比较
从上图可以看出MTPA控制方式显著优于id=0的控制方式。为此我们将上述成本函数的第一项改为MTPA优化目标函数，公式如下
最后通过仿真的手段来验证上述结论
5、降低转矩波动策略的研究（添加零向量）
1、PMSM的数学模型及主要控制方式
正弦波PMSM按照永磁体在转子上的安装方式可分为
（a）、表贴式PMSM：隐极式转子结构 Ld=Lq，但气隙较大导致磁阻较小，电感较小（b）、嵌入式PMSM：凸极式Ld<Lq,功率密度大，输出转矩能力强，适用于较高转速，但漏磁系数大（c）、内埋式PMSM：凸极式，高气隙磁通密度，适用于超高速，输出转矩能力最大，但结构复杂，价格昂贵
主要内容
1、PMSM的数学模型及主要控制方式 2、PMSM预测电流控制与其延时补偿环节 3、基于无差拍控制理论的单步预测滚动次数的优化 4、id=0控制方式与MTPA控制方式的比较 5、降低转矩波动策略的研究（添加零向量） 6、GUI的学习 7、下周计划
参考文献 1、交直流调速系统李正熙杨立永 2、恶劣海况下电力推进系统控制策略仿真研究窦孝钦 3、Predictive Control of Power Converters and Electrical Drives J.R 4、永磁同步电机的无差拍预测转矩控制系统，浦龙梅，张宏立 5、基于MTPA的永磁同步电机模型预测转矩控制王伟光李伟
PMSM直接转矩控制方法（DTC）原理由公式（3）可以看出，若能控制定子磁链lam*s 的幅值为常数，那么电机的转矩仅与转矩角teta有关，通过控制转矩角teta就可以达到控制转矩的目的。

基于离散域改进PIR控制的PMSM电流谐波抑制策略

第27卷㊀第12期2023年12月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.12Dec.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀基于离散域改进PIR 控制的PMSM 电流谐波抑制策略王智杰1,2,㊀蒋哲2,㊀李争1,㊀张驰2(1.河北科技大学电气工程学院,河北石家庄050018;2.中国科学院宁波材料技术与工程研究所,浙江宁波315201)摘㊀要:在表贴式永磁同步电机(PMSM )矢量控制系统中,固定的比例积分谐振(PIR )控制器参数会在运行工况变化时导致电流谐波抑制效果变差,为此,提出一种改进的离散域控制器参数设计方法㊂首先,通过频率特性曲线对比加入谐振控制器后电流环幅频响应,分析连续域谐振参数整定方法的局限性㊂其次,推导离散域谐振数字控制器表达式,并给出离散域电流环稳定性证明过程㊂最后,以调制比为约束条件,构建满足系统稳定的离线谐振增益切换表㊂为解决谐振增益稳定切换的问题,采用滞环控制算法实现谐振增益在不同转速区间的平滑切换㊂最终,通过仿真和实验结果可知,基于离线切换表的改进比例积分谐振控制器在不同转速工况时,既满足了系统的稳定性,又实现了抑制5㊁7次电流谐波的效果㊂关键词:谐振控制器;调制比;参数切换;双线性变换;滞环控制;电流谐波DOI :10.15938/j.emc.2023.12.019中图分类号:TM355文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)12-0194-09㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-01-19基金项目:国家自然科学基金(U1913214);浙江省重点研发计划(2021C01070);宁波市2025重大专项(2019B10071,2019B10070,2019B10077)作者简介:王智杰(1998 ),男,硕士研究生,研究方向为永磁同步电机控制与电流谐波抑制;蒋㊀哲(1984 ),男,硕士,高级工程师,研究方向为永磁同步电机分析与控制;李㊀争(1980 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为特种电机及其控制技术;张㊀驰(1978 ),男,博士,研究员,博士生导师,研究方向为精密运动控制技术㊁永磁电机设计及控制㊂通信作者:张㊀驰Current harmonic suppression strategy for PMSM based on improvedPIR control in discrete domainWANG Zhijie 1,2,㊀JIANG Zhe 2,㊀LI Zheng 1,㊀ZHANG Chi 2(1.School of Electrical Engineering,Hebei University of Science and Technology,Shijiazhuang 050018,China;2.Ningbo Institute of Materials Technology &Engineering,Chinese Academy of Sciences,Ningbo 315201,China)Abstract :In vector control system of surface mount permanent magnet synchronous motor(PMSM),the fixed proportional integral resonance (PIR)controller parameter will cause poor harmonic suppression effect when the working condition changes.An improved PIR controller parameter design method was pro-posed in discrete domain to solve this problem.Firstly,the amplitude-frequency response of the current loop after adding a resonant controller was compared through the frequency characteristic curve,and the limitation of the continuous domain resonant parameter tuning method was analyzed.Then the expression of the resonance controller in discrete domain was derived,and the stability validation of discrete current loop was conducted.Finally,an off-line switching table of the resonance gain satisfying the stability of the system was constructed by taking the modulation ratio as the constraint condition.In order to guaran-tee the system stability when switching the resonance gains,the hysteresis control was implemented to re-alize smooth switching of resonant gains in different speed ranges.The simulation and experimental results show that the improved proportional integral resonance controller based on off-line switching table not only meets the stability of the system at different speed conditions,but also achieves the effect of restraining the5th and7th current harmonic.Keywords:resonance controller;modulation ratio;parameter switching;tustin transformation;hysteresis control;current harmonic0㊀引㊀言永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor,PMSM)运行过程中一些因素会导致定子电流中产生丰富的电流谐波,如逆变器的死区时间和管压降等非线性因素㊁电机的齿槽效应和绕组分布形式等[1-3],使得电流波形发生畸变,导致电机损耗和电磁噪声等不利影响进一步增大㊂比例谐振控制是电流谐波抑制算法中的一种常用方法,应用领域较为广泛,许多学者对其进行研究㊂陈哲等[4]提出一种电流环的比例谐振型自抗扰控制,在扩张状态观测器中引入比例谐振项,可以在实现d-q坐标系电流完全解耦的基础上有效抑制各类电流谐波㊂ZHOU Sizhan等[5]对比分析了同步旋转坐标系和静止坐标系解耦对比例谐振控制性能的影响,在传统比例谐振控制中加入耦合项可以改善电流跟踪的暂态响应,降低谐振控制器对频率变化的敏感性㊂李佳等[6]提出基于准比例谐振控制的有源电力滤波器,实现对各种频率分量协调控制,补偿电网中的高次谐波电流㊂VIDAL A等[7]提出一种评估和优化比例谐振电流控制器暂态响应的方法,该方法基于零极点图对误差信号传递函数根的研究,设置最佳增益以实现快速且无振荡的瞬态响应㊂比例谐振控制的谐振增益值与谐波电流抑制效果有关,如果设计不合理会导致系统不稳定,因此控制器的参数设计部分是至关重要的一环㊂游小杰等[8]基于Nichols图提出一种增益设计方法,通过优化调整时间和超调选取最终参数,重点关注了控制器的动态响应,并没有具体分析不同工况时控制器参数对电流谐波含量的影响㊂魏艺涵等[9]通过电流环连续域传递函数计算系统最佳阻尼比来确定比例增益和谐振增益,但未分析不同工况时参数变化对系统稳定性的影响㊂姜燕等[10]通过对比分析不同参数的频域特性和零极点分布,确定合适的控制参数,这种分析方法与实际系统有一定的差距,只能作为初步分析,并且也没有考虑负载变化的影响㊂HANS F等[11]为了在稳定裕度和较小的稳态控制误差之间取得良好的折衷,提出一种递归调整控制器积分增益的方法,但这种系统稳定性分析方法依旧基于传递函数频域分析㊂本文通过将比例谐振控制器应用在同步旋转坐标系,与PI控制器并联构成比例积分谐振(propor-tional integral resonance,PIR)控制器,实现对5㊁7次电流谐波的抑制,提出一种离散域谐振控制器离线参数表设计方法,结合滞环控制和模糊逻辑方法,实现谐振增益离线表稳定切换㊂为解决双线性变换离散化产生的问题,引入预修正双线性变换法,解决高频偏移现象㊂1㊀基于谐振控制器的电流谐波抑制1.1㊀谐波分析由于逆变器存在死区效应和管压降等非线性因素,在电机运行过程中,逆变器输出电压波形发生畸变㊂对逆变器输出平均误差电压进行傅里叶分解,表达式[12-13]为u err=4Δuπ(cosωt+13cos3ωt+15cos5ωt+ )㊂(1)从傅里叶分解结果可以看出,逆变器输出电压存在3次㊁5次㊁7次等奇次谐波,当电机绕组为星型连接时,电机电流主要表现为6kʃ1(k=1,2,3, )次谐波[14-15],并且谐波幅值随着谐波阶数升高而减小,因此本文主要针对谐波含量较为丰富的5㊁7次电流谐波进行研究㊂根据坐标变换原理,三相电流中6kʃ1次谐波分量在旋转坐标系下表现为6k次谐波分量,通过降低同步旋转坐标系中6次电流谐波含量,来实现抑制永磁同步电机5㊁7次电流谐波的目的㊂1.2㊀电流环连续域分析根据内模原理,在同步旋转坐标系下实现电流谐波的零稳态误差跟踪控制,控制器内部需要含有591第12期王智杰等:基于离散域改进PIR控制的PMSM电流谐波抑制策略一个交流信号的内模[16]㊂为了进一步改善转速波动对谐振控制器在谐振频率点的影响,得到谐振控制器表达式[17]为G (s )=2K r ωc ss 2+2ωc s +ω20㊂(2)式中:K r 为谐振增益,与电流谐波抑制能力和系统稳定性有关,K r 越大,电流谐波抑制效果越好,但需要考虑增益值对系统稳定性的影响;ω0为谐振角频率;ωc 为谐振控制器带宽㊂以q 轴为例,基于PIR 控制的电流环控制框图如图1所示㊂为研究谐振参数变化对系统性能的影响,以图1控制系统进行频域分析,选择电流环各环节参数如表1所示,得到不同谐振增益时电流环开环频域特性如图2所示㊂图1㊀q 轴电流环控制框图Fig.1㊀Control block diagram of q axis current loop表1㊀电流环参数Table 1㊀Parameters of current loop㊀㊀参数数值谐振频率f 0/Hz 640谐振控制器带宽ωc /(rad /s)15.7定子电阻R /Ω0.7电感L s /mH 3.26采样时间t d /s0.0001开关频率f s /kHz 10PWM 增益K pwm 1比例增益K p 13.04积分增益K i2800从电流环频域特性看出,谐振增益K r 越大,谐振频率处幅值越大,电流谐波抑制作用越明显㊂由于未考虑不同转速时谐振增益变化对系统稳定性的影响,基于连续域的频域分析具有一定的局限性,并且实际控制系统为数字控制器,因此需要在离散域进一步分析㊂1.3㊀谐振控制器离散化为便于数字控制系统实现,需要对谐振控制器离散化处理,传统双线性变换公式[18]为s =2T s 1-z -11+z -1㊂(3)以转速1000r /min 为例,理论计算谐振频率f r =ω0/2π=800Hz,而传统双线性变换离散化后实际谐振频率f real 计算公式为f real=12πT s arctan 4T s ω20-ω2c4-ω20T 2s=784Hz ㊂(4)式中T s 为采样周期,可以发现离散化后会导致谐振频率点发生偏移,严重影响谐波电流抑制效果,且偏移量与转速和采样频率有关㊂图2㊀电流环频域特性图Fig.2㊀Current loop frequency domain characteristicdiagram为解决离散化产生的谐振频率偏移问题,本文提出一种预修正双线性变换方法,其s 域到z 域变换[19]为s =ω0tan(ω0T /2)1-z -11+z -1㊂(5)代入式(3)得到谐振控制器离散域表达式为y r (k )=H 1e (k )+H 2e (k -2)-L 1y r (k -1)-L 2y r (k -2)㊂(6)式中:y r (k )为当前时刻谐振数字控制器输出;e (k )为当前时刻误差电流值;系数H 1㊁H 2㊁L 1㊁L 2分别满足:H 1=K r ωc sin(ω0T s )/k ;H 2=-K r ωc sin(ω0T s )/k ;L 1=-2ω0cos(ω0T s )/k ;L 2=ω0-ωc sin(ω0T s )/k ;k =ω0+ωc sin(ω0T s )㊂üþýïïïïïï(7)改进双线性变换法前后的频域特性对比如图3所示,预修正双线性变换离散化后谐振频域值与理691电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀论计算值一致,解决了谐振频率点偏移问题㊂图3㊀改进双线性变换法对比图Fig.3㊀Comparison chart of improved tustintransformation method2㊀离散域稳定性分析永磁同步电机d -q 同步旋转坐标系中定子电压方程为:u d =Ri d +L d d id d t -ωe L q i q ;u q =Ri q +L q d i q d t+ωe (L d i d +φf )㊂üþýïïïï(8)式中:u d ㊁u q 分别为d 轴和q 轴电压;i d ㊁i q 分别为d轴和q 轴电流;L d ㊁L q 分别为d 轴和q 轴电感;R 为电机定子电阻;ωe 为电机电角速度;φf 为永磁体磁链,离散化后得到永磁同步电机离散方程为i d (k +1)i q (k +1)éëêêùûúú=(E -T s A )-1i d (k )i q (k )éëêêùûúú+T s B u d (k )u q (k )φf éëêêêùûúúú()㊂(9)式中:T s 为采样周期;i d (k )㊁i q (k )分别为当前时刻d 轴和q 轴电流值;u d (k )㊁u q (k )分别为当前时刻d轴和q 轴电压值;i d (k +1)㊁i q (k +1)分别为下一采样周期时刻d 轴和q 轴电流值;A 和B 的表达式为:A =-R L dωe L q L d -ωe LdL q-R L q éëêêêêùûúúúú;B =1L d0001L q-ωe L q éëêêêêùûúúúú㊂为进一步分析离散域电流环系统稳定性,选择电流环状态变量为:x 1(k )=y (k )-h 0u (k );x 2(k )=x 1(k +1)-h 1u (k )㊂}(10)得到离散域差分方程状态空间形式为x 1(k +1)x 2(k +1)éëêêùûúú=01-a 0-a 1éëêêùûúúx 1(k )x 2(k )éëêêùûúú+h 1h 2éëêêùûúúu (k )㊂(11)式中:u (k )㊁y (k )分别为电流环当前时刻输入和输出;a 1=m 2/m 3,a 0=m 1/m 3,系数分别满足:c 1=2ωc (1.5T s R +L s )+R ;c 2=ω20(1.5T s R +L s )+2ωc R +2(K r -K PI )ωc ㊂}(12)h 0=b 2;h 1=-a 1h 0;h 2=b 0-a 1h 1-a 0h 0㊂üþýïïï(13)m 1=ω0(c 1-R )cos(ω0T s )-c 2sin(ω0T s )+ω0(c 1+R );m 2=-2ω0(c 1+R )cos(ω0T s )+2ω0(R -c 1);m 3=ω0(c 1-R )cos(ω0T s )+c 2sin(ω0T s )+ω0(c 1+R );d 1=2(K r -K PI )ωc ㊂üþýïïïïïïïï(14)其中:L s =L d =L q ;K PI 为PI 控制器等效增益㊂根据李雅普诺夫稳定性理论,若存在正定对称矩阵Z =z 11z 12z 21z 22éëêêùûúú,使得下式李雅普诺夫矩阵代数方程成立,则证明系统渐进稳定[20],即A T ZA -Z =-Q ㊂(15)通常取正定对称矩阵Q 为单位矩阵,化简求解式(15),得到矩阵Z 各系数表达式满足:z 11>0;z 11z 22-z 12z 21>0;z 12=z 21㊂üþýïïï(16)其中系数z 11㊁z 12㊁z 21㊁z 22满足:z 22=2-2a 0a 21/(a 0+1)a 20+a 21-1;z 11=1+a 20z 22;z 12=z 21=a 0a 1a 0+1z 22㊂üþýïïïïïï(17)进一步化简求解,得到满足系统稳定条件的谐振增益与转速之间的关系为:[(a 0+1)(a 20+a 21-1)-2](a 0+1)+2a 0a 1(a 1+1)>0;(a 0+1)(a 21-a 20-1)-2a 0a 1>0㊂üþýïïï(18)791第12期王智杰等:基于离散域改进PIR 控制的PMSM 电流谐波抑制策略式中a 0㊁a 1为谐振增益K r 和转速的隐函数,联立即可求得不同转速对应的谐振增益最大值,利用数学工具进一步求得满足式(18)的最大谐振增益理论计算值与转速的关系曲线如图4所示,可以看出,转速越高,对应谐振增益越小㊂图4㊀谐振增益与转速关系曲线Fig.4㊀Curve of resonance gain and rotational speed3㊀参数动态整定3.1㊀负载扰动分析永磁同步电机转速环简化控制框图如图5所示,突加减负载过程中需要考虑负载扰动对转速波动的影响,从负载转矩输入到输出转速的闭环传递函数为G TL (s )=sJs 2+K f (K p s +K i )G icolse㊂(19)式中:K f =1.5P n φf ;J 为转动惯量;G iclose 为电流环闭环传递函数;K p ㊁K i 分别为转速环PI 控制器比例增益和积分增益,由于二阶闭环传递函数稳定性条件为特征方程系数均大于0,因此在电流环稳定的前提下,负载扰动对转速波动的影响只与转速环PI 控制器参数有关[21]㊂图5㊀转速环控制框图Fig.5㊀Speed loop control block diagram3.2㊀调制比分析根据定子电压方程式(8)可以看出,由于永磁同步电机反电动势和负载电流的影响,使得不同工况下的定子电压值u d ㊁u q 发生变化,从而导致空间矢量脉宽调制的调制比大小不同,如图6和图7所示㊂为此,本文以调制比m 为约束条件,保证系统可靠稳定运行,调制比计算公式为:m =3U 2α+U 2βU dc;(20)U α=u d cos θe -u q sin θe ;U β=u d sin θe+u qcos θe㊂}(21)式中:θe 为电机电角度;U dc 为直流母线电压㊂图6㊀转速200r /min 调制比波形Fig.6㊀Modulation ratio waveform at 200r /min图7㊀转速1000r /min 调制比波形Fig.7㊀Modulation ratio waveform at 1000r /min综上所述,本文在满足调制比约束的前提下,构建不同转速工况的谐振增益离线表,确定谐振增益最大值,实现不同转速区间的谐波抑制效果最优,其中转速全频段以20Hz 为间隔被划分为各个转速区间,每个转速区间对应满足系统稳定的谐振增益值㊂3.3㊀谐振参数在线切换由于谐振增益切换过程为分段控制,为了谐振增益在不同转速区间的切换更平滑稳定,本文引入滞环控制算法,研究不同转速工况下的谐振增益切换过程,滞环切换示意图如图8所示,其中:K r i (i =1,2,3,4,5)对应不同转区间谐振增益值;V j (j =1,2, ,8)对应不同转速区间的速度比较值㊂以A 1和A 2两个子模块为例,进一步解释模块之间速度切换关系㊂在转速切换点附近设置滞环回路差值ΔV 1=V 2-V 1,电机速度反馈值V fb <V 1,输出谐891电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀振增益为K r1,当速度反馈V fb >V 2且V fb <V 4,输出谐振增益为K r2,并在这个过程逐渐切换到A 2模块,依次类推;若此时V fb 减小,且V fb >V 1,始终保持输出K r2,只有当V fb <V 1时,输出切换为K r1[22]㊂图8㊀谐振增益切换示意图Fig.8㊀Schematic diagram of resonance gain switching4㊀仿真与实验验证4.1㊀仿真验证为验证上述基于离散域改进PIR 控制的电流谐波抑制算法的正确性,搭建基于表2电机参数的仿真模型,其中,转速环控制器(automatic speed regula-tor,ASR)为PI 控制,电流环控制器(automatic cur-rent regulator,ACR)为PIR 控制,控制框图如图9所示㊂表2㊀PMSM 控制系统参数Table 2㊀Parameters of PMSM control system㊀㊀参数数值直流电源U dc /V 310死区时间t /μs 3定子电阻R /Ω0.7D 轴电感L d /mH 3.26Q 轴电感L q /mH 3.26开关频率f s /kHz 10功率P /kW2图9㊀控制框图Fig.9㊀Control block diagram以转速600r /min㊁额定负载为例,加入谐振控制算法前后三相电流快速傅里叶变换(fast Fourier transform,FFT)分解对比如图10所示㊂从对比结果来看,5次谐波幅值从0.3A 下降为0.02A,下降了93.3%,7次谐波幅值从0.2A 下降为0.01A,下降了95%,因此可以证明谐振控制器对5㊁7次电流谐波有明显的抑制效果㊂图10㊀额定负载时三相电流FFT 分解对比图Fig.10㊀Comparison diagram of FFT decomposition ofthree phase current at rated load以转速1000r /min 额定负载工况为例,加入谐振控制前后三相电流波形如图11所示,与电流谐波抑制前相比,三相电流正弦度有明显改善,几乎看不到三相电流峰值处的平顶现象和过零点的畸变现象,三相电流正弦度更好㊂根据理论分析,如果谐振增益固定不变,高速时,谐振数字控制器输出发散,造成系统不稳定;低速时,则导致电流谐波抑制效果下降㊂以转速400r /min 为例,优化参数整定方法前后三相电流FFT 分解结果对比如图12所示㊂优化前,5次谐波幅值为0.065A,7次谐波幅值为0.05A;而优化后,5次谐波幅值为0.015A,下降了76%,7次谐波幅值为0.01A,下降了80%,电流谐波抑制效果有明显提升㊂991第12期王智杰等:基于离散域改进PIR 控制的PMSM 电流谐波抑制策略图11㊀加入谐振控制器前后三相电流波形Fig.11㊀Three phase current waveform before and afteradded resonancecontroller图12㊀改进谐振控制器前后三相电流FFT 分解对比图Fig.12㊀Comparison diagram of three phase currentFFT decomposition before and after improved resonance controller4.2㊀实验验证为了进一步验证提出的基于改进PIR 控制的电流谐波抑制算法,以额定功率为2kW 的永磁同步电机进行实验,搭建如图13所示实验平台进行验证,永磁同步电机参数如表2所示㊂图13㊀实验平台Fig.13㊀Experiment platform为了对比验证所提出的基于离散域改进PIR 算法抑制电流谐波的效果,在频率100Hz㊁对应转速750r /min㊁负载转矩5N㊃m 下,传统固定谐振增益和本文提出的改进PIR 算法的对比结果如图14和图15所示㊂图14㊀在750r /min ㊁固定增益下三相电流和谐波分析Fig.14㊀Three-phase current and harmonic analysis at750r /min and fixedgain图15㊀在750r /min ㊁变增益下三相电流和谐波分析Fig.15㊀Three-phase current and harmonic analysis at750r /min and varying gain002电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀由于要求转速在全频段内均稳定可靠运行,根据实验测试,谐振增益取固定值K r =150,此时5次谐波幅值为31.8mA,7次谐波抑制效果较好;若根据离线切换表来确定谐振增益,通过实验测试取值K r =400,如图15所示,此时5次谐波幅值进一步下降为14.4mA,且电流波形也有明显改善㊂为了验证不同转速下所提出离散域改进PIR 算法的效果,进一步地,在频率50Hz㊁对应转速375r /min㊁负载转矩5N㊃m 下对比,结果如图16和图17所示㊂在谐振增益取值K r =400时,5次谐波为22.7mA,7次谐波为10.8mA;若谐振参数为变增益值,根据实验测试取值K r =750,5次谐波幅值进一步下降为12.6mA,由于7次谐波已接近最小值,因此下降并不明显㊂因此与图14对比发现,不同转速下变谐振增益取值可进一步优化电流谐波抑制效果㊂图16㊀在375r /min ㊁固定增益下三相电流和谐波分析Fig.16㊀Three-phase current and harmonic analysis at375r /min and fixedgain图17㊀在375r /min ㊁变增益下三相电流和谐波分析Fig.17㊀Three-phase current and harmonic analysis at375r /min and varying gain图18为采用所提的方法且K r =750㊁频率50Hz㊁对应转速375r /min,空载时电流波形和谐波分析,由于负载较轻,电流波形出现明显的毛刺,但FFT 结果显示,此时幅值最大的5次谐波为8.4mA,且继续改变谐振增益,效果并不明显,可以看出,此时各次谐波含量已接近最小㊂与图14及图15对比可知,采用所提出的基于离散域改进PIR 算法在负载发生突变扰动时,系统可以稳定可靠运行且仍具有良好的谐波抑制效果㊂图18㊀在375r /min ㊁空载下三相电流和谐波分析Fig.18㊀Three-phase current and harmonic analysis at375r /min and no load5㊀结㊀论本文为抑制PMSM 驱动系统中5㊁7次电流谐波,在同步旋转坐标系下加入谐振控制器,结合PI控制构成PIR 控制器㊂文中分别给出了电流环连续域和离散域分析过程,改进后的双线性变换方法解决了谐振频率偏移问题,改善了谐波抑制效果㊂提出基于调制比约束的谐振增益设计方法,通过离线方式确定不同转速工况的参数切换表,结合滞环控制实现不同转速区间的谐振增益在线切换㊂仿真和实验结果表明,所提出的方法在确保系统运行稳定的前提下,5㊁7次电流谐波抑制效果更优,且具有较好的实时性和参数适应性,便于工程实现和应用㊂参考文献:[1]㊀于吉坤,李立毅,杜鹏程,等.高速永磁同步电机电枢电流谐波分析[J].电机与控制学报,2016,20(5):28.YU Jikun,LI Liyi,DU Pengcheng,et al.Harmonic analysis of armature current for high speed permanent magnet synchronous mo-tor[J].Electric Machines and Control,2016,20(5):28.[2]㊀YAN L,LIAO Y,LIN H,et al.Torque ripple suppression of per-manent magnet synchronous machines by minimal harmonic currentinjection[J].IET Power Electronics,2019,12(6):1368.102第12期王智杰等:基于离散域改进PIR 控制的PMSM 电流谐波抑制策略[3]㊀LIU J,LI H,DENG Y.Torque ripple minimization of PMSMbased on robust ILC via adaptive sliding mode control[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2017,33(4):3655. 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基于变结构自抗扰的车用PMSM模型预测控制

基于变结构自抗扰的车用PMSM模型预测控制高华鑫【摘要】为了满足电动汽车在驱动过程中对电机的控制精度及快动态响应的要求,研究一种基于变结构自抗扰控制的永磁同步电机模型预测电流控制策略.以模型预测电流控制为电流环,结合自抗扰控制和变结构控制的特点,构造变结构自抗扰速度控制取代传统的PI调节器.在保留常规自抗扰性能的同时,简化了参数整定,有效地提高了系统的控制精度和抗扰性能.利用李雅普诺夫理论证明了系统的渐近稳定性.通过仿真和实验验证了该方法的可靠性和有效性.【期刊名称】《计算机应用与软件》【年(卷),期】2018(035)006【总页数】6页(P83-87,137)【关键词】永磁同步电机;电动汽车;鲁棒性;变结构自抗扰控制【作者】高华鑫【作者单位】辽宁工程技术大学电气与控制工程学院辽宁葫芦岛125105【正文语种】中文【中图分类】TP180 引言随着全球经济的快速发展，燃料汽车的保有量日益增加。

汽车在提高人们生活质量的同时，也对生活环境造成了威胁。

因此，国际社会提高了对新能源汽车研发的重视，电动汽车已经成为新能源背景下的重要产物。

其驱动核心——永磁同步电机(PMSM)相比较于其他类型的交流电机具有结构简单，效率高，转动惯量较小，过载能力强等多方面的优点，现如今已被大量运用于新能源汽车等许多工程领域。

因此，对于交流永磁同步电机控制系统的研究具有重要的现实意义。

模型预测控制(MPC)的优势在于电流跟踪速度快、去耦合能力好等，已经在感应电机等多种电机中得到验证。

文献[11]将预测控制用于永磁同步电机的电流环控制中，提出了永磁同步电机的模型预测电流控制算法，实现了对电流的前馈和反馈控制，可消除d轴和q轴的非线性耦合，改善电流控制的动态性能，具有更好的去耦合效果和更快的动态性能。

文献[12]引入了电流预测算法，来减小预测模型参数误差对系统稳定性的影响，该算法有效地提高了伺服系统电流环的动态性能和稳态精度。

自抗扰控制(ADRC)是一种不依靠精确数学模型的非线性鲁棒控制方法，其具有较强的鲁棒性。

交流永磁同步伺服电机及其驱动技术 - PMSM.

PMSM缺点（1）价格较高；
（2）起动困难，高速制动时电势高，给
逆变器带来一定的风险；（3）他控式同步电机有失步和震荡的可能性。
PMSM和BLDC电机的应用范围

软、硬磁盘驱动器、录像机磁鼓（视频磁头）和磁带伺服系统
体积小、容量小、控制精度高

机床、机器人等数控系统
快速性好、定位（速度和位置）精度高、起动转矩大、过载能力强
1 i a 2 ib 3 ic 2
Park变换

定义一个以转速ω 旋转的直角坐标系，其转角为 θ =ωt 在此坐标系中电流矢量是一个静止矢量，其分量id, iq也就成了非时变量（直流量）。由几何关系可得出空间矢量从（α ,β )坐标系到（d,q)坐标系的变换关系：

即每个绕组中电流的幅值和相位都是随时间变化的，且彼此在相位（与时间有关）上相差120度。

旋转磁场是三相电流共同作用的结果，引入电流空间矢量的概念来描述这个作用。
在电机定子上与轴垂直的剖面上建立一静止坐标系（a,b,c)，其原点在轴心上，三相绕组的轴线分别在此坐标系的a，b，c三个坐标轴上。每一相相电流幅值和极性随时间按正弦规律变化。可用空间矢量描述，方向始终在a,b,c坐标系中各相的轴线上。 is 定义因转子磁势Fr为常数，且 Fs Nis 则
T Kt is
这与直流电机的力矩表达式是一样的。
问题可归结为：
1.
2. 3.
定子合成电流是一个时变量，如何把时变量转换为时不变量？如何保证定子磁势与转子磁势相互垂直？
定子合成电流仅是一个虚拟的量，并不是真正的物理量，力矩的控制最后还是要落实到三相电流的控制上，如何实现这个转换？

机载PMSM伺服作动系统约束反演控制_陈晓雷

系统是多电飞机的核心组成部
［1 ］
飞机上的应用成为现实，弥补了传统液压作动机构的缺陷，极大地提高了飞机的操纵和控制性能
［2 ］
。机电
。近年来，随着功率电传技术的发展，尤其是高
作动系统中，伺服电动机及控制器是关键所在。永磁同步电动机（ Permanent Magnet Synchronous Motors， PMSM ）具有转矩脉动小、调速范围宽以及功率密度高等优势，在航空领域具有良好的发展前景。然而，PMSM 本身具有多变量、非线性及强耦合等特点
［16 ］
［17 ］
（ 1）
（ 2）
（ 3）
式中： T0 为舵面处于收拢状态时的负载转矩； k θ 为线
。通过 Lyapunov
· 2
x =
x2 kr
方法证明闭环系统的全局渐进稳定性，闭环系统信号一致有界，跟踪误差可收敛到原点较小邻域，且控制
x =－
kθ 3 pφ f T0 B x － x2 + x － J 1 J 2J 3 J
针对机载伺服系统控制精度需求，提出一种基于障碍 Lyapunov 函数的反演控制策略。建立
机载 PMSM 伺服作动系统的数学模型，为补偿负载扰动和参数变化，消除未建模动态引起的稳态误差，在反演控制律的设计中引入积分项。通过 Lyapunov 方法证明闭环系统全局渐进稳定，闭环信号一致有界，且控制过程中舵面跟踪误差始终保持在约束区间内。仿真及实验结果表明，与传统反演控制相比，该文所提控制方法具有严格约束误差范围的优势，当存在扰动和模型不确定性时，积分项作用可显著降低系统稳态误差，改善动态性能。关键词：机载伺服作动系统中图分类号： TP273 永磁同步电动机反演控制障碍 Lyapunov 函数