北京航空航天大学通信电路原理上机实验报告(可打印修改) (2)

CAD 实验一
2-12．用有源RC 电路实现习题2-11所得低通滤波器，并用PSpice 程序分析其中所用运算放大器的参数对滤波器频率特性的影响，这些参数包括：
（1）输入与输出电阻；
（2）增益；
（3）频率特性（只考虑单极点运算放大器）。

清对分析结果作简单说明。

[注]
运算放大器用宏观模型表示，参考宏模型示于下。

一、设计电路：
设计的Butterworth
滤波器如下所示对上图节点列方程：
⎪⎪⎩⎪⎪⎨⎧=
--+
⋅=-L
s s R s V sL s V s V sL
s V s V sC s V R s V s V )
()()()
()()()()(22212
211
11又有L
s R R =
⎪⎪⎩⎪⎪⎨⎧-=--=∴)]
()([)()]
()()([1)(212
2211
1s V s V sL R s V s V s V s V C sR s V L
s L
实现此方程组的功能框图如下
Ω
======∴6002221131211L R R R R R R F
C C μ118.0111==∴F
R L C L
μ188.022
21==∴根据上面的计算，有源RC
低通滤波器电路的电路图如下所示。

二、宏模型仿真
放大器宏模型及仿真电路如下
1.输入电阻的影响：
Ω
Rin=10时：
Ω
Rin=1k时：
Ω
Rin=10k时：
Ω
Rin=1M时：
对比可知：输入电阻的变化对输出的影响很小，但是，可以发现随着输入电阻的增大，幅频特性也随之变大，但是，低通效果却越来越差。

相频特性变化不明显。

2．输出电阻的影响：
Ω
Ro=10时：
Ω
Ro=1k时：
Ω
Ro=10K时：
Ω
Ro=1M时：
由图知输出电阻对输出的影响很小,与输入电阻影响类似。

3．电容对输出的影响：
宏模型中电容值分别为：1uF, 1mF, 1pF时，输出曲线如下：
由图知，运放内部的电容质的改变对输出的影响很小。

4．频率特性：
当外电路电容分别变为：0.1127mF、0.1127pF时，输出为分别为：
对比可知：外电路电容对输出曲线有很大的影响，电容值得增大会使通频带变窄。

5、总结
在一定的增益带宽积下，输入阻抗越大，输出阻抗越小，效果越好。

而只要GBW达到一定的值，再提高增益带宽积对低通滤波器的改善并不很大（电容改变影响不大），要更多地改善低通滤波器只能靠设计更高阶的Butterworth滤波器等等其他的滤波器（改变外电容）。

CAD 实验二
3-17．题图所示为单管共射极放大电路的原理图。

设晶体管的参数为：，100=F β，，，。

调节偏置电压使Ω=80'BB R pF C JC 5.20=MHz f T 400=∞=A V BB V 。

用Pspice 程序求解：
mA I CQ 1=（1）计算电路的上限频率和增益带宽积；
H f BW G ⨯（2）将改为200Ω，其他参数不变，重复（1）的计算；
'BB R （3）将改为1K Ω，其他参数不变，重复（1）的计算；
S R （4）将改为9pF ，其他参数不变，重复（1）的计算；
0JC C （5）将 从400MHz 改为800MHz ，其他参数不变，重复（1）的计算；T f 根据上述结果讨论、、、对高频特性的影响。

'BB R S R 0JC C T f
一、仿真结果
（1）计算电路的上限频率和增益带宽积；H f BW G ⨯ )(21
bc be e T C C r f +=πQ Ω
=+=
∴
1.159)
(21
bc be T e C C f r π
当时，。

V V BB 1355.1=mA I CQ 1=，，464.103942.200==dB A MHz f H 3759.12=Hz f L 9.15=MHz
f f A BW G L H 5.129)(0=-⨯=⨯（2）将改为200Ω，其他参数不变；
R
当时，。

V V BB 1365.1=mA I CQ 1=，，398.103387.200==dB A MHz f H 7209.9=Hz f L 0.16=.
MHz f f A BW G L H 08.101)(0=-⨯=⨯（3）将改为1K Ω，其他参数不变；
S R
当时，。

V V BB 1355.1=mA I CQ 1=，，680.97174.190==dB A MHz f H 6951.4=Hz f L 9.14=MHz
f f A BW G L H 45.45)(0=-⨯=⨯（4）将改为9pF ，其他参数不变；
0JC C
当时，。

V V BB 1355.1=mA I CQ 1=，，464.103936.200==dB A MHz f H 4251.3=Hz f L 0.16=MHz
f f A BW G L H 84.35)(0=-⨯=⨯（5）将 从400MHz 改为800MHz ，其他参数不变；f
)(21
bc be e T C C r f +=πQ Ω
=+=∴6.79)
(21
bc be T e C C f r π
当时，。

V V BB 055.1=mA I CQ 1=，，155.181799.250==dB A MHz f H 6150.8=Hz
f L 5.22=MHz
f f A BW G L H 4.156)(0=-⨯=⨯二、结果分析
根据上述结果可知、、、对高频特性的影响如下：
'BB R S R 0JC C T f ：由于基极体电阻会消耗能量，产生负反馈，而且高频时将对f H 有所影响，'BB R 所以增大引起降低；
'BB R G BW ⨯：由于电源内阻会消耗能量，而且在高频时的电容效应显现出来，导致损S R S R 耗加大，所以增大引起降低；
S R BW G ⨯：由于B-C 结零偏置耗尽电容跨接在输入、输出之间，构成放大器内部反馈0JC C 通路，在高频时引起强烈的负反馈，晶体管的频率特性大受影响，所以增大引起0JC C 降低；
G BW ⨯：特征频率高于截止频率，约等于的倍；表示双极型晶体管在共发射T f T f T f 0β极运用时能得到电流增益的最高频率极限，所以截止频率的上升能增大。

G BW ⨯所以，为了使三极管得到好的频率特性，尽量减小、、，增大。

'BB R S R 0JC C T f CAD 实验三
3-22．考虑一个被噪声污染的信号，很难看出它所包含的频率分量。

应用Matlab 中的傅立叶变换可以在噪声中发现淹没在其中的信号。

Y=fft （X,n ）即是采用n 点的FFT 变换。

举例：一个由50MHz 和120MHz 正弦信号构成的信号，受零均值随机噪声的干扰，数据采样率为1000Hz.现可通过fft 函数来分析其信号频率成份。

一、程序：
>> t=0:0.001:0.6;
>> X=sin(2*pi*50*t)+sin(2*pi*120*t);
>> y=X+1.5*randn(1,length(t));
>> Y=fft(y,512);
>> P=Y.*conj(Y)/512;
>> f=1000*(0:255)/512;
>> plot(f,P(1:256))
二、信号功率密度谱
三、分析小结
由功率谱密度可以看出，谱线最大的两条对应输入的50Hz和120Hz，并受随机噪声的干扰。

与题意相符。

CAD实验四
4-35．利用Matlab程序和尖顶余弦脉冲的分解公式：
⎪⎪⎪⎪⎩
⎪⎪⎪⎪⎨⎧---=--=--=)cos 1)(1()sin cos cos (sin 2)()cos 1(cos sin )()cos 1(cos sin )(210θπθθθθθαθπθ
θθθαθπθθθθαn n n n n n M M 画出尖顶余弦脉冲分解系数图。

一、Matlab 程序：
t=0:0.001:1;
rad=t*pi;
n=6;
A=zeros(6,1001);
A(1,:)=(sin(rad)-rad.*cos(rad))/pi./(1-cos(rad));
A(2,:)=(rad-sin(rad).*cos(rad))/pi./(1-cos(rad));
for i=3:n
A(i,:)=2*(sin(i*rad).*cos(rad)-i*cos(i*rad).*sin(rad))/i/pi/(i*i-1)./(1-cos(rad));
end;
t=t*180;
plot(t,A(1,:),'r');hold on;
plot(t,A(2,:),'b');hold on;
plot(t,A(3,:),'g');hold on;
plot(t,A(4,:),'m');hold on;
plot(t,A(5,:), 'k');hold on;
grid on;
xlabel('θ°');
ylabel('αn');
title('余弦脉冲的谐波分解系数');
二、余弦脉冲的谐波分解系数图
CAD 实验五
4-35．利用Matlab 程序和尖顶余弦脉冲的分解公式：
⎪⎪⎪⎪⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎧---=--=--=
)
cos 1)(1()
sin cos cos (sin 2)()
cos 1(cos sin )()
cos 1(cos sin )(210θπθθθθθαθπθ
θθ
θαθπθ
θθθαn n n n n n M
M
画出尖顶余弦脉冲分解系数图。

一、Matlab 程序：
t=0:0.001:1;
rad=t*pi;
n=6;
A=zeros(6,1001);
A(1,:)=(sin(rad)-rad.*cos(rad))/pi./(1-cos(rad));
A(2,:)=(rad-sin(rad).*cos(rad))/pi./(1-cos(rad));
for i=3:n
A(i,:)=2*(sin(i*rad).*cos(rad)-i*cos(i*rad).*sin(rad))/i/pi/(i*i-1)./(1-cos(rad));
end;
t=t*180;
plot(t,A(1,:),'r');hold on;
plot(t,A(2,:),'b');hold on;
plot(t,A(3,:),'g');hold on;
plot(t,A(4,:),'m');hold on;
plot(t,A(5,:), 'k');hold on;
grid on;
xlabel('θ°');
ylabel('αn');
title('余弦脉冲的谐波分解系数');
二、余弦脉冲的谐波分解系数图
CAD 实验六
5-20．题图所示是实验电路：电容串联改进型三点式振荡电路（克拉泼电路）的电路图，其中，是可变电容。

振荡频率主要由决定，。

3231,C C C C >>>>3C 3LC 3
021
LC f π=由于电路中串入了比小很多的电容，故晶体管集电极与振荡回路的耦合比电容三点1C 3C 式反馈电路要弱很多。

用Pspice 程序分析不同静态工作电流、不同反馈系数对振荡器特性的影响。

设晶体管参数为：,
3,1,5,120,1000'15
pF C pF C R A I JE JC BB F S ==Ω===-β。

V V MHz f ns A T F 100),160(1===τ（1）调节电阻，使；
1B R mA I CQ 2≈（2）调节，计算振荡频率的变化范围，并确定=6.5MHz 时的取值；
3C max min ~o o f f 0f 3C
（3）和取如下不同值（反馈系数），研究它们对起振点的影响；
1C 2C 2
11
C C C
F +=①；
pF C pF C 1500,10021==②；
pF C pF C 1000,11021==③；
pF C pF C 680,12021==④。

pF C pF C 120,68021==（4）改变电路静态工作电流，例如取0.5mA ，1mA ，3mA ，5mA 时研究它对振荡频率和振荡幅度的影响；
0f （5）改变负载电阻，例如取33k Ω、10k Ω、4.7k Ω，研究它对振荡频率和振荡幅度L R 0f 的影响。

一、仿真结果
（1）调节电阻，使，即。

1B R mA I CQ 2≈V V e 2≈C3(pF)fo(MHz)
20 6.12
16010.55
84.8 6.5
（2）和取如下不同值（反馈系数），研究它们对起振点的影响；
1C 2C 2
11
C C C
F +=RL=110K Ω, C3=84.8pF(53% of 160pF)
C1(pF)C2(pF)211C C C F +=I CQ (mA)
起振点
Vop-p(V)Rb1max=50K
10015000.0630.5540.68323%11010000.0990.3670.36329%1206800.1500.2500.26734%6801200.8500.3900.02928%注：①为防止震荡稳定对静态工作点的影响，静态工作点均用DC Sweep 测得。

实验中可知，震荡稳定后的Icq 要比起振时的Icq 低。

②为了快速确定起振点，测试时先使之震荡，不断减小Ve ，直到某点不再震荡。

（3）改变电路静态工作电流，例如取0.5mA ，1mA ，3mA ，5mA 时研究它对振荡频率和振荡幅度的影响；
0f C1=120pF ，C2=680pF ，RL=110K Ω，C3=84.8pF(53% of 160pF)
I CQ (mA)0.500.99 2.02 3.02 4.00 4.233Rb1(Ω)12.2k 7.4k 3.15k 625550fo(MHz) 6.24 6.26 6.43000Vop-p(V) 1.50 3.35 3.53000随静态工作点增加，输出频率与幅度均变大，但当静态工作点过大，电路不起振。

（4）改变负载电阻，例如取33k Ω、10k Ω、4.7k Ω，研究它对振荡频率和振荡幅度L R 0f 的影响。

C1=120pF ，C2=680pF ，，C3=84.8pF
mA I CQ 02.2=RL(kΩ)1103310 4.7
fo(MHz) 6.47 6.50 6.531 6.77
Vop-p(V) 3.492 3.311 3.204 2.347
二、结果分析
1、环路的起振条件是AF>1,当输入输出电阻确定时，较大的反馈系数F 可以保证有较小的A 和β就可以起振，从实验结果也可以看出，环路反馈系数F 较大(前三组比较)时，起振点较小，即容易起振；但F 越大，使晶体管输入电阻反馈到输出端的等效电阻越
2'F R R i
i =小，使总电阻变小，而放大器放大倍数随之下降，环路不易起振，且因A 减
∑R i
R R
A ∑
=β小，起振后的波形幅度也偏小。

所以反馈系数F 只在一段范围适合振荡器工作，必须合理选择。

2、电路静态工作电流影响震荡输出频率和幅度。

因为由起振到进入稳态的过程中，放大电路的各个动态参数是由静态工作点决定的。

所以不同的静态工作点对应不同的输出状况。

3、改变负载电阻，可以改变回路Q 值，负载越大，回路Q 值越高，越利于起振；大负L R 载也使放大器放大倍数更高，因此负载越大，稳定输出震荡波形幅度越大。

由相位频率特性可知，Q 值的降低会使震荡频率有所提高。

CAD 实验七
6-8．采用SPICE 程序中非线性受控源构成的理想相乘器宏模型如题图所示，其中，和1v 为输入信号，为输出信号。

为非线性受控源VCVS 。

2v 3v ),(213v v f v =（1）为实现题图所示的受控源，VCVS 的参数应如何设定。

（2）用理想相乘器宏模型产生标准幅度调制和抑制载波幅度调制的波形，载波频率为10KHz ，调制频率为1KHz ，调幅度分别为0.3和1.0。

（3）实际相乘器的两个输入端都具有一定的频率特性，假定他们的频域传输函数相同且等于，请在宏模型中增加相应的电路模拟该频率特性。

RC j j H ωω1
)(=
一、实验仿真
1 如图所示，把相乘器的放大增益设为1即可。

2 (1)标准幅度调制
，, m=0.3时波形：
V t Vc )102cos(4⨯=πV t V s )]102cos(3.01[3⨯+=π
，, m=1时波形：
V t Vc )102cos(4⨯=πV t V s )]102cos(3.03.0[3⨯+=π
(2) 抑制载波调幅波形
，V t Vc )102cos(4⨯=πV
t V s )102cos(3.03⨯=π
3实际相乘器的两个输入端都具有一定的频率特性，假定他们的频域传输函数相同且等于，在宏模型中增加相应的电路模拟该频率特性，电路如下：RC j j H ωω1
)(=
， 输出波形为：
V t Vc )102cos(44⨯=πV t V s )102cos(33⨯=π
， 输出波形为：
V t Vc )102cos(3⨯=πV t V s )102cos(3.02⨯=π
二、仿真小结
1、由标准调幅(SAM)和抑制载波调幅(DSBAM)输出图像可以看出，SAM 和DSBAM 的区别就是在零点附近的波形，SAM 没有反向，DSBAM 在零点的波形反向了。

2、信号经R=1k Ω,和C=1uF 构成的低通滤波器再进入相乘器输入端,当输入端两个信号频率较高时滤波器放大增益迅速见小,且输出波形起始时会有失真。

所以在混频器前端，应按输入信号选用相应频带滤波器以防失真。

CAD 实验八
CAD8幅度调制器电路的软件仿真
幅度调制是使高频信号的振幅正比于一个低频信号的瞬时值的过程，通常称高频信号为载波信号，低频信号为调制信号，调幅器即为产生调幅信号的装置。

本实验采用集成模拟相乘器1496来构成调幅器，图(a)一为1496集成片的内部电路图，它是一个四象限模拟相乘器的基本电路。

由差动放大器、、驱动双差放大器组5T 6T 41~T T 成，、和为差动放大器、的恒流源，进行调幅时，载波信号加在双差动放大7T 8T 9T 5T 6T 器的输入端即引出脚⑧、⑩之间，调制信号加在差动放大器、的输入端即①41~T T 5T 6T 和④脚之间，、的两发射极之间（即引出脚②、③之间）外接1k Ω电阻，以扩大调制5T 6T 信号的动态范围，已调信号取自双差动放大器的两集电极之间（即引出脚⑥、(12)之间）输出。

用1496集成片构成的调幅器电路如图(b)所示，图中用来调节引出脚①和④之间1W 的平衡，用来调节⑧、⑩脚之间的平衡，三极管3DG6为射极跟随器，以提高调幅器带2W 负载的能力。

（1）根据图(a)和图(b)画出调幅器的电路图；
（2）实现全载波调幅（）；
0.1,3.0==A A m m （3）实现抑制载波调幅。

【提示】所加输入信号请参考实验讲义。

题图CAD8（补充）（a）1496模拟相乘器内部电路
题图CAD8（补充）（b）相乘器调幅器
一、仿真电路
1496模拟相乘器内部电路
相乘器实现调幅电路
二、仿真结果
1、标准调幅
·（+）
==)(')()(t V t kV t V S C O t kV C C ωsin 41，V t V S Ωsin =（1+）·C kV 41，V m t Ωsin t
C ωsin S V m =4
1，V (1) 时，即,,3.0=m mV t Vc )102sin(105⨯=πmV t Vs )102sin(303⨯=πV
V 1.04,1=
(2) 时，即,,1=m mV t Vc )102sin(105⨯=πmV t Vs )102sin(1003⨯=πV
V 1.04,1=
(3) 抑制载波调幅
,,mV t Vc )102sin(105⨯=πmV t Vs )102sin(1003⨯=πV
V 04,1=
三、仿真小结
标准调幅 m=1 抑制载波调幅
经过放大，标准调幅(SAM)m=1时波形和抑制载波调幅(DSBAM)输出波形相比，SAM 和DSBAM 的区别就是在零点附近的波形，SAM 没有反向，DSBAM 在零点的波形反向了。

CAD 实验九
实验四 调幅信号的解调电路的软件仿真。

解调是调制的逆过程，调幅波的解调即是从调幅信号中恢复出调制信号的过程，通常称之为检波。

同步检波与二极管峰值包络检波是常用的两种调幅波解调电路。

本实验仍采用1496集成片来构成解调器，电路如图（a ）所示，载波信号经电容加6C 在⑧、⑩脚之间，相乘后的信号由12脚输出，经过、与组成的低通滤波器后，3C 4C 8R 在解调输出端得到恢复出来的调制信号。

二极管包络检波器适合于解调含有较大载波分量的调幅信号，它具有电路简单，易于实现等优点，本实验电路如图（b ）所示，它主要由检波二极管D 及RC 低通滤波器组成，由于它是利用二极管的单向导电及RC 元件的充放电特性实现检波的。

因此，RC 时间常数的选取很关键，若RC 时间常数过大，则会产生对角切割失真，若RC 时间常数过小，高频分量会滤除不干净，综合考虑要求满足下式：
m
c m RC f Ω-<<<<2
11式中m 为调幅系数，为载波频率，为调制信号角频率。

c f Ω（1）根据1496集成片构成解调器的电路，利用题CAD8的方法产生全载波调幅信号和抑制载波的双边带调幅信号作为解调器的VAMIN 端口的输入信号，进行解调电路的软件仿真。

（2
）根据二极管包络检波器的电路，进行对全载波调幅信号和抑制载波信号的软件仿真。

题图CAD9（补充）（a）相乘器解调器
题图CAD9（补充）（b）二极管包络检波器一、仿真电路
1496模拟相乘器内部电路
相乘器实现调幅电路
用相乘器实现调幅波的解调电路
二、仿真结果
1、同步解调（使用相乘器）
标准幅度调制的解调：
时，即，，0.3A m =5()10sin 210()c V t t mV π=⨯3()30210()s V t Sin t mV π=⨯。

1,40.1V V =
已调信号的波形图：
调制信号的波形图：
解调信号的波形图：
可知解调器将调制信号解调出来。

因为仿真用的都是虚拟元件，实际解调输出波形不会这么干净，会因通过滤波器未滤除杂波分量而有一定失真。

2、二极管包络解调
时，即，，0.3A m =5()10sin 210()c V t t mV π=⨯3()30210()s V t Sin t mV π=⨯。

1,40.1V V =已调信号的波形图：
调制信号的波形图：
解调信号的波形图：
选择合适的延迟时间RC,可以进行无失真解调。

三、仿真总结：
实际解调的波形不会是单一频率波形，由于电路的频率特性所限，输出波形会有一定旁频未滤除干净。

但为观察方便，采用交流档观察输出波形，而解调波形是有直流分量的。

CAD实验十
CAD10单频正弦信号调制的调频波频谱的MATLAB仿真分析
()()
()()()()[]
()()()[]()()()[]
()()()[]
L
L +Ω-+Ω+⋅+Ω--Ω+⋅+Ω-+Ω+⋅+Ω--Ω+⋅+⋅=Ω+=t t m J t t m J t t m J t t m J t
m J t m t t V c c F c c F c c F c c F c F F c FM 4cos 4cos 3cos 3cos 2cos 2cos cos cos cos sin cos 43210ωωωωωωωωω
ω
（1）编写第一类Bessel 函数与m F (0~10)的函数关系图。

【提示】利用MATLAB 中的第一类贝塞尔函数Besselj 求得J n (m F )的值。

（2）画出m F =0.5,1.0,3.0,5.0时，单频正弦调制的调频波的幅度频谱。

一、仿真结果
1、编写第一类Bessel 函数与m F (0~10)的函数关系图。

（1）程序
n=10;
u=0:0.05:14;
for i=0:n
J=besselj(i,u);
h=plot(u,J);
set(h,'Color',[rand,rand,rand]);
hold on;
end
xlabel('mf');
ylabel('Jn(mf)');
title('Bessel function');
grid on;
(2) 图形
2、画出m F=0.5,1.0,3.0,5.0时，单频正弦调制的调频波的幅度频谱。

MATLAB的m程序源程序如下：
function[]=fm(mf,wc,wf);
if mf<0
error('please input mf>=0');
end;
format long;
for i=0:(mf+1);
J=abs(besselj(i,mf));
stem([wc-i*wf,wc+i*wf],[J,J],'fill');
s=num2str(J,2);
h=text(wc-i*wf,J,s);
set(h,'HorizontalAlignment','Center','VerticalAlignment','Bottom');
h=text(wc+i*wf,J,s);
set(h,'HorizontalAlignment','Center','VerticalAlignment','Bottom');
hold on;
end;
xlabel('ω');
ylabel('A(ω)');
title('调频波各频率分量分布及幅度');
grid on;
whitebg([0 0 0]);
hold off;
m m程序的文件名fm.m，输入fm(mf,wc,w)，mf为调频波的调制系数，wc为载波频
F
ωΩ
率，w为调制信号的角频率。

c
m
（1）=0.5时，fm(0.5,10000,100)
F
F
m
（3）=3.0时，fm(3.0,10000,100) F
F
二、仿真小结：
调频波的幅频特性曲线幅度与Bessel 函数有关，而cos(sin )FM c c F v V t m t ω=+ΩBessel 函数又与阶数n 和调频波的调制系数有关。

理论上调频波中除了有载波频率分F m 量之外，还包含无穷多个旁频分量，且各分量的距离是调制信号角频率Ω，各频率分量的幅度由Bessel 函数决定，但是有些幅度制太小了，可以忽略不计。

从图上可以看出，越大，则具有一定幅度的旁频数目越多。

F m。