一种带抽头电感的高增益双向直流变换器

一种带抽头电感的高增益双向直流变换器
邵珠雷
【摘要】针对目前采用的非隔离型双向直流变换器电压增益不高的问题,提出了一种带抽头电感的高增益双向直流变换器.通过在电路结构中采用抽头电感及电荷泵技术,变换器在不使用变压器的情况下获得较高的电压增益.通过在变换器电路结构中采用有源缓冲电路,变换器有效减少了开关损耗,提高了效率.在理论分析的基础上,试制了一台400 W的样机.实验结果表明,带抽头电感的高增益双向直流变换器的工作状态与理论分析一致,工作性能稳定.在400 W功率范围内对变换器进行效率测试的结果表明,带抽头电感的高增益双向直流变换器在较大功率范围内效率高于95%,效率性能良好.%Aiming at the problems of Non-isolation bidirectional DC-DC converter without high gain ,a high gain bidirectional DC-DC converter with tapped inductor was proposed. The converter utilized tapped inductor and charge pump techniques to achieve high voltage gain and an active regenerative snubber was adopted to attain lossless switching and high efficiency. A 400 W converter was designed,and the experimental waveforms show that the working states of the converter are in agreement with the theoretical analysis. The results of the converter efficiency test show that the efficiency recorded is over 95%in a wide power range.
【期刊名称】《电气传动》
【年(卷),期】2017(047)011
【总页数】5页(P31-35)
【关键词】双向直流变换器;高增益;抽头电感
【作者】邵珠雷
【作者单位】许昌学院电气工程学院,河南许昌 461000;许昌学院风光储微电网重点实验室,河南许昌 461000
【正文语种】中文
【中图分类】TM46
目前，新能源发电及应用系统通常采用双向直流变换器实现低压直流侧与高压直流侧电能的双向流动。

一般而言，低压直流侧的电压范围为12～48 V，而高压直流侧的电压范围为100～400 V。

面对较高的电压增益，Buck-Boost结构双向直流
变换器需要工作在极限占空比状态，导致变换器损耗增大，开关管电压应力增加［1］。

若在双向直流变换器中采用变压器来获得较高的电压增益，则变换器的体积与成本将大大增加，且变换器控制电路的复杂度也将增大［2］。

针对以上问题，本文提出了一种带抽头电感的高增益双向直流变换器。

该变换器通过抽头电感及电荷泵技术来获得高电压增益，并实现了变换器开关管的软开关工作状态。

本文提出的双向直流变换器在具有较高电压增益的同时又具有较高的效率，表现出良好的性能。

本文提出的带抽头电感的高增益双向直流变换器，其电路拓扑如图1所示。

图1中，QH，QL分别为双向直流变换器的工作开关管；TI为抽头电感，匝数比为
n2/n1；L1为低压侧电感；C1为隔直电容；C2为电荷泵电容；CH为高压侧滤波电容；CL为低压侧滤波电容。

开关管QS1，QS2，电容CS以及抽头电感TI的漏感共同构成有源缓冲电路。

抽头电感TI与电荷泵电容C2共同作用提高变换器的
电压增益。

有源缓冲电路有效吸收漏感能量，并使变换器的开关管工作于软开关状
态。

本文提出的带抽头电感的高增益双向直流变换器包括2个工作模式，即Buck工作模式与Boost工作模式。

当变换器工作于Buck工作模式时，电能由高压直流侧
流向低压直流侧，开关管QH处于工作状态，开关管QL始终处于关断状态［3］；当变换器工作于Boost工作模式时，电能由低压直流侧流向高压直流侧，开关管QL处于工作状态，开关管QH始终处于关断状态［4］。

下面对本文提出的变换
器的2种工作模式进行详细叙述。

本文提出的变换器在Buck工作模式下的1个工作周期可细分为5个阶段，其工作波形如图2所示。

其中，为开关管QH的栅源极电压，为开关管QS1的栅源极间电压，为电容CS两端的电压，为流过开关管QS1的电流，为流过开关管QS2的电流，为流过电感L1的电流。

工作阶段1（t0≤t＜t1）：当t=t0时，开关管QH导通，开关管QS1与QS2关断。

电容CS两端电压开始上升。

开关管QL关断，其漏源极电压平缓上升。

当开关管QS1的体二极管关断时，工作阶段1结束。

此时，开关管QL两端电压达到
峰值，其峰值电压的表达式如下：
式中：n为抽头电感的匝数比；UH为变换器高压侧电压。

工作阶段2（t1≤t＜t2）：当t=t1时，高压侧输入源开始对电荷泵电容C2充电，隔直电容C1开始放电。

电感L1两端电压保持不变，电感电流线性上升。

当开关
管QH关断时，工作阶段2结束。

工作阶段3（t2≤t＜t3）：当t=t2时，开关管QS1与开关管QS2导通。

抽头电
感TI的漏感与缓冲电路电容CS发生谐振。

在本工作阶段，电容CS开始放电。

当电容CS两端的电压降为0时，工作阶段3结束。

工作阶段4（t3≤t＜t4）：当t=t3时，电容CS两端电压为0，开关管QL的体二极管导通。

电容C1及电容C2在本工作阶段与抽头电感TI的漏感发生谐振，且谐
振电流流过开关管QL的体二极管。

当谐振电流降为0时，工作阶段4结束。

工作阶段5（t4≤t＜t5）：当t=t4时，谐振电流分量反向并对电容CS充电。

流过电感L1的电流线性下降。

当开关管QL再次导通时，工作阶段5结束，下一工作周期开始。

在Buck工作模式下，当开关管QH处于导通状态时，抽头电感TI的激磁电感Lm 两端电压的表达式如下：
式中：n为抽头电感的匝数比；UL为变换器低压侧电压；UH为变换器高压侧电压。

当开关管QH处于关断状态时，抽头电感TI的激磁电感Lm两端电压的表达式如下：
式中：为隔直电容C1两端电压。

由激磁电感Lm的伏秒平衡关系可得：
式中：DBuck为变换器在Buck工作模式下的占空比；Ts为变换器在Buck工作模式下的工作周期。

将式（2）、式（3）代入式（4）可得：
对式（5）进一步化简可得变换器在Buck模式下的电压增益Gk，其表达式如下：在对抽头电感的匝数比n进行设计时，已知n=n2/n1，其中n1为抽头电感TI绕组1的匝数，n2为绕组2的匝数。

在确定变换器增益及占空比的前提下，可确定抽头电感的匝数比n，如下式：
由式（6）、式（7）可知，在Buck工作模式下，通过调整占空比DBuck及抽头电感的匝数比n，可获得理想的电压增益Gk。

本文提出的变换器在Boost工作模式下的1个工作周期可细分为7个阶段，其工作波形如图3所示。

其中，为开关管QL栅源极电压，为电容CS两端电压，iS为流过抽头电感TI副边的电流，为流过开关管漏源极的电流，为流过开关管QS1体
二极管的电流，为流过电感L1的电流。

工作阶段1(t0≤t＜t1)：当t=t0时，开关管QH的体二极管处于导通状态，缓冲
电容CS与抽头电感TI的漏感Lm产生谐振，开关管QL在为0时开通，即实现了开关管QL的零电流开通。

与此同时，电感电流iL1极性为负且开始线性升高。

抽头电感TI副边电流iS通过开关管QH的体二极管输出。

当电流iS降为0时，工
作阶段1结束。

工作阶段2(t1≤t＜t2)：当t=t1时，电流iS发生反向，开关管QH的体二极管截止。

缓冲器电容CS与抽头电感TI的漏感发生谐振，并对电荷泵电容C2充电。

当电容CS放电完毕，其两端电压降为0时，工作阶段2结束。

工作阶段3(t2≤t＜t3)：当t=t2时，开关管QS1的体二极管导通，电荷泵电容
C2持续被充电。

当电容C2充电完毕，谐振电流iS降为0时，工作阶段3结束。

由于抽头电感的存在，本工作阶段电荷泵电容C2两端的电压与存在比例关系如下：工作阶段4（t3≤t＜t4）：当t=t3时，开关管QS1与QS2的体二极管截止。

电
感L1及抽头电感TI的激磁电感开始储能。

当开关管QL关断时，工作阶段4结束。

工作阶段5（t4≤t＜t5）：当t=t4时，开关管QS1的体二极管DS1导通，缓冲
电容CS两端电压依然为0，且不能突变，开关管QL在零电压的条件下关断，即
实现了开关管QL的零电压关断。

与此同时，抽头电感电流通过二极管DS1流向
电容CS。

电容CS两端电压缓慢升高。

当开关管QH的体二极管导通时，工作阶
段5结束。

工作阶段6(t5≤t＜t6)：当t=t5时，抽头电感电流流过电荷泵电容C2及输出二极管。

电容CS持续被充电，其两端电压不断升高。

当电容CS的充电电流为0，二
极管DS1截止时，工作阶段6结束。

工作阶段7(t6≤t＜t7)：在本工作阶段，电感L1及抽头电感TI的漏感均处于放电
状态。

当电感放电结束，工作阶段7结束，并开始下一工作周期。

在Boost工作模式下，当开关管QL处于导通状态时，抽头电感TI的激磁电感
Lm两端电压的表达式如下：
当开关管QL处于关断状态时，抽头电感TI的激磁电感Lm两端电压的表达式如下：
由激磁电感Lm的伏秒平衡关系可得：
式中：DBoost为变换器在Boost工作模式下的占空比；Ts为变换器在Boost工
作模式下的工作周期。

将式（8）～式（10）代入式（11），化简可得变换器在Boost模式下的电压增
益Gt，其表达式如下：
式中：UH为变换器高压侧电压；UL为变换器低压侧电压；n为抽头电感的匝数比；DBoost为变换器在Boost工作模式下的占空比。

在对抽头电感的匝数比n进行设计时，已知n=n1/n2，其中n1为抽头电感TI绕组1的匝数，n2为绕组2的匝数。

在确定变换器增益及占空比的前提下，由下式可确定抽头电感的匝数比n：
由式（12）、式（13）可知，变换器在Boost工作模式下通过设置一个相对合适的抽头电感匝数比即可获得较大的电压增益。

根据本文提出的高增益双向直流变换器结构，试制了一台功率为400 W的样机。

其中，低压侧电压UL=48 V，高压侧电压UH=380 V，工作频率 fs=50 kHz，抽头电感匝数比n2∶n1=7∶2，低压侧电感L1=0.2 mH，电容CS=10nF,隔直电容
C1=0.22 mF，电荷泵电容C2=2μF,变换器工作开关管 QH与QL采用 IRFB4332，开关管 QS1与QS2采用FDP150N10，变换器控制电路主芯片采用
TMS320F2808［5］。

实验系统组成框图如图4所示。

实验所得波形如图5、图6所示。

在Buck工作模式下，变换器开关管QH及QS2的工作波形如图5a及图5b所示。

其中，图5a上方波形为开关管QH漏源极电压UQH的工作波形，下方波形为开关管QH漏源极电流iQH的工作波形；图5b上方波形为开关管QH栅源极电压UQHgs的工作波形，下方波形为开关管QS2漏源极电压。

由图5a、图5b可知，当变换器工作于Buck工作模式时，开关管QH处于硬开关工作状态，但由于变换器有源缓冲电路中电容CS的电压钳位作用，开关管QH漏源极电压UQH的波形中并未观察到明显的电压尖峰。

然而由于开关管QS2的寄生电容充电，在开关管QH漏源极电流的波形中观察到电流尖峰［6］。

在Buck工作模式下，变换器开关管QS1的工作波形如图5c所示。

其中，图5c
上方波形为开关管QS1漏源极电压的工作波形，下方波形为开关管QS1漏源极电流的工作波形。

由图5c可知，通过调整开关管QS1的死区时间及占空比，开关
管QS1寄生电容的反向恢复电流被减小，在开关管QS1的漏源极电流波形中并没有观察到明显的电流尖峰，表现出良好的稳定性。

在Boost工作模式下，变换器开关管QL工作波形如图6所示。

其中，图6a上方波形为开关管QL栅源极电压的工作波形，下方波形为开关管QL漏源极电压的工作波形。

图6b上方波形为开关管QL栅源极电压的工作波形，下方波形为开关管QL漏源极电流。

图6c上方波形为开关管QL栅源极电压的工作波形，下方波形为开关管QL漏源极电压的工作波形。

由图6可知，当开关管QL开通后，开关管
QL漏源极电流才开始上升，即开关管QL实现了零电流开通。

当开关管QL关断时，开关管QL漏源极电压保持为0，即开关管QL实现了零电压关断［7］。

可见，变换器开关管QL在Boost工作模式下实现了软开关工作，有效提高了变换
器效率。

为了进一步了解本文提出的高增益双向直流变换器的效率性能，分别在变换器的Buck工作模式及Boost工作模式下对其进行了效率测试。

在高增益双向直流变换器的效率测试实验中，LW20010KD型直流稳压电源模拟变换器的输入源，
IT8512B型电子负载仪模拟变换器的负载，双向直流变换器的低压侧电压为48 V，高压侧电压为380 V，输出功率限制在400 W以下。

本文提出的高增益双向直流变换器效率测试结果如图7所示。

在图7中，带圆点的曲线为变换器在Buck工作模式下的效率曲线，而带三角的曲线为变换器在Boost工作模式下的效率曲线。

由图7可知，高增益双向直流变换
器在Boost工作模式下的效率普遍高于Buck工作模式。

这主要是由于，当变换
器处于Boost工作模式时，开关管QL处于软开关工作状态，而开关管QH，QS1及QS2始终处于关断状态。

当变换器处于Buck工作模式时，开关管QH，QS1
及QS2处于硬开关工作状态，而仅开关管QL始终处于关断状态［9］。

可见变换器在Buck工作模式下的开关损耗要明显大于Boost工作模式。

从高增益双向直
流变换器在2个工作模式下的效率测试结果来看，高增益双向直流变换器在Buck 工作模式下的效率普遍高于94%，效率峰值为95.1%；高增益双向直流变换器在Boost工作模式下的效率普遍高于95%，效率峰值为96.5%。

可见，本文提出的
高增益双向直流变换器效率性能良好。

本文提出了一种带抽头电感的高增益双向直流变换器。

在不使用变压器的情况下，变换器通过抽头电感及电荷泵技术获得高电压增益，并有效实现了变换器部分开关管的软开关工作状态。

因此变换器在具有较高电压增益的同时又具有较高的效率，表现出良好的性能。

在理论分析的基础上，试制了一台功率为400 W的样机。

由实验可知，变换器工作状态与理论分析相符，且波形图中没有观察到明显的脉冲尖峰，工作状态稳定，输出纹波系数小。

为了进一步了解本文提出的变换器的效率性能，在400 W功率范围内对其进行效率测试。

由效率测试结果可知，本文提出的变换器在较大功率范围内表现出良好的效率性能。

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