PCBSPI2016XD-9
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如果信号上升边退化量比数据位的周期短得多， 或者说如果上升边能依然保持很陡，那么——
当前位0/1波形的电平和时序都与前面0/1数据流中 的位是0还是1的经历无关！这时就不存在所谓的:——
前面符号位造成对后面符号位的符号间干扰:ISI。
6
我们用图9.3解释符号间干扰(ISI)，看右图——一开始 是长时间的1，接着为0，但又立即到1。这样，低电平的0 就不可能降到最低。这一位0的低0电平和0.5电平时序将 取决于之前符号位是0还是1的模式，这就是ISI。
其中， 集肤厚度， μm
f 正弦波频率，GHz
16
图9.6 10MHz时，50Ω1盎司(35μm)铜线中的电流分布，由于趋肤效应，电 流重新分布。上：微带线；下：带状线。颜色越淡，电流密度越高
17
图9.6为10MHz正弦波在微带线和带状线中的电流分布
示例。10MHz时，集肤厚度为25μm(1GHz时，微带线信
为了方便观察，人们给出图9.3A的眼图。用伪随机位 流(bps流)模拟真实的输入；用时钟作为外同步触发，进 行仿真/测量。用接收到的位流中每一个周期的信号去与 前一个周期的信号重叠。这样，许许多多的周期被叠加 在一起，外形像是睁开的眼睛，称作眼图。
8
。 。 。 。 。 。 。 。 。 。 。。 。 。 。 时钟上升沿作外
为了充分利用这种复数形式，我们将更改介电常数εr ，把它变为复数ε。首先，将电压写为复数形式(即借此引 入了复介电常数的概念)：
29
V V0eit
流经理想电容器的电流IC与电压V的关系为：
IC iCV irC0V
(9.11) (9.14)
上式中将C写成εrC0；上式中的i（许多书上虚部写作j）说明
有正交成分。这样，以sinωt为基准，电流的同相阻性分量
与容性正交分量的关系为：
IRsinωt+ICcosωt＝I0sin(ωt+α)
26
记住：与电压同相的交流漏电导性电流引起了有功介质
损耗(直流漏电导接近开路时的0，其影响甚小)。
最知名的高介质损耗升温示例是微波炉。其中的水分子 摆动强烈吸收2.45Ghz 辐射。水分子是绝缘物，在谐振频 率电流与电压同相。水把辐射能转换成机械运动并发热。
图9.3 5GHz时钟驱动伪随机位流。左：上升边比位周期短得多(输入是好的 )；右：上升边与位周期相当(输出变坏了)，形成了符号间干扰(ISI)
7
ISI是指某一位0/1的波形取决于之前那位的0/1状况。以时钟上 升边为采样时刻基准时，数据信号到达电平阈值的时刻也依赖于先 前符号位0/1的情况。
ISI必然引起信号电平和时序不完整；从而加大误码率(BER)。
传输线介质吸收信号能量引起信号在远端衰减，虽然不 至于使底板很热，但足以使上升边退化。频率越高，交流 漏电导G越高，介质损耗就越高。
27
9.5 复介电常数与耗散因子
用材料复介电常数，综合了介质的电容性和电导性：
(1). 相对介电常数εr，描述介质偶极子如何重排以形 成电容性无功电流的能力。
(2). 在介质材料中同时有——： ①与电压V成900正交 的电容性无功电流IC ； ②与电压V同相的电导性有功电
R= Len
(9.1)
wt
其中：w 线宽，in t 导线的厚度，in
15
平面返回路径电阻比信号路径小得多，可忽略不计。 典型的5mil宽、1.4mil厚(1盎司铜，35m)、1in长的 铜导线，其信号路径的直流电阻大约为R＝ 0.1 Ω。
这时，铜线的有效厚度t等于集肤厚度：
t= 2.5 1
f
(9.2, 由6.29式)
④导线损耗； ⑤介质损耗。
11
① EMI: 辐射损耗一般较小。但是，它在电磁干扰 (EMI)中则很重要(辐射强度与频率有关，后详)。
② 串扰：部分动态线信号能量耦合到邻近静态线上 将引起动态线原本信号上升边退化(互容、互感引起的传 导串扰，下讲再述)。
③ 反射：并联容性/分支和串联感性/突变引起的高频 分量反射回到源端，最终由匹配电阻器或源驱动器阻抗 作衰减式消耗。
" r
：
r r tan "
(9.18)
32
ps
ps
图9.5 5GHz时钟伪随机位流的眼图。左：无损线；右：无损耗，但存在4
个通孔共4pF的中途容性突变引起约70ps的电抗退化
14
9.3 主损耗一：导线趋肤损耗
在信号路径中，信号感受到的有功串联电阻R与导线体 电阻率ρ、电流横截面积(w×t，有效t在变)、线长Len有关 。设直流时电流在信号导线中均匀分布，其电阻R为：
此了，参见图9.6。此时离返回路径远的上半部分
电流减少，信号路径电阻将接近Rδ。
返回路径——直流时，返回电流分布在整个返回平 面上。高频时，回路阻抗主要由回路电感决定。在挤 近效应的推动下，返回路径中的电流将集中分布在靠 近信号路径的表面上，以使回路总电感最小。
20
如上面图9.6所示，微带线返回路径(电源/地平面)电 流分布宽度约等于信号路径宽度的3倍。所以频率高于 10MHz时，传输线的总电阻为R＝0.7Rδ+0.3Rδ＝1.0Rδ，
的电导部分损耗。如图9.11所示，其表达式如下：
=εr
i
" r
(9.15)
其中： 复介电常数
εr
（
’
r)
复介电常数实部
" r
复面中复介电常数向量与实轴的夹角，即损耗角
损耗角正切tanδ，是介电常数虚/实部之比（不同
的材料的tanδ不同），以后均以tanδ代之
电流与电压的相位差900。
而流经实数电导G的部分有功电流IG与电压V是同相的：
IG GV
30
这里的介质电导和介质容纳是同一机理下形成的！注
意：人们想出一个方便的办法——只要将(9.14)式中的
实介电常数εr扩展为复介电常数ε
，其实部
’ r
=
εr仍可表
示原正交电容部分；而虚部
" r
恰恰用于表示与电压同相
22
9.4 主损耗二：介质损耗
1. 直流漏电导的有功损耗很小
先说直流漏电导G0——直流及低频漏电流直接流过漏
电导，它与电压同相。 大多数介质的直流漏电阻很高(约为21010Ω的数量级)，
对应的直流漏电导 G0≈0，是很小的。 直流漏电导很小，直流漏电流也很小。此漏电导消
耗的直流功率 P = V2G0 < 1nW，是微不足道的。
号路径每一面的集肤厚度为2.5μm)。
1盎司铜的几何厚度为35μm。只要频率高于10MHz，
集肤厚度 (25μm)就开始变得比它薄。
当频率更高时，信号路径中的电流都尽可能地向外散 开以使导线自感最小。
同时，返回路径中的反向电流将尽可能地靠近信号路 径以使两个电流间的互感最大。
18
频率越高，电流流经导线的横截面越小，电阻就增加。 在10MHz以上，信号路径单位长度电阻随频率而升高。
由于趋肤，若假设电流只流过导线集肤厚度为的下部
，导线电阻Rδ近似应为(9.1式中的t变成这里9.3式的)：
R
Len
w
(9.3)
其中， 导线的集肤厚度，in
w 线宽，in
19
信号路径——事实上，电流不仅仅流经导线下半部
分。导线上半部分也有电流。鉴于此，信号路径电
阻近似为0.5×Rδ。注意：当发生挤近时就未必如
(2) 时序抖动妨碍0/1的判决时刻，这就是时序完整性 (TI)。——这是非独立的相关性抖动！不是独立抖动！
3
时域的上升边退化——等价于——频域的信号高频 衰减比低频时大得多。
下面分析传输线损耗的思路是： 首先，在频域中理解损耗机理；然后，再到时域中 估计它对信号上升边完整性的影响
本讲主要考察的是两种损耗：导线损、介质损及其对
12
④、⑤有损线：导线损耗是由导线电阻引起的串联损 耗；介质损耗是由介质材料耗散因子tanδ引起的并联有 功损耗。
FR4上线宽8mil(密耳)、特性阻抗50Ω，频率高于1GHz时，介 质损耗比导线损耗要大得多。在频率2.5GHz或更高速的链路中， 介质损耗占主导地位。
13
图9.5给出5GHz时钟(T=200ps)通过理想无损线，但线 中途有4个通孔焊盘(每个1pF，总共4pF)的容性负载。最终 50％处上升边的退化约为0.35Z0C=70ps，几乎占位周期的 一半。这种中途阻抗突变(并联容性、串联感性)对上升边的 时延型退化，前讲已讨论。下面将并入这两种退化后再 分析多因素对眼图的总影响。
同步对数据采样
采样占两个位周期UI
图9.3A 将串行数据波形重叠所得的仿真/测量眼图。其中，眼高表征噪声； 眼宽(或交叠度)表征抖动。源头可能是：反射、串扰、损耗等多因素
9
眼图是对ISI的间接度量。眼图的垂直高度眼高越矮， 误码率BER越高。眼间水平交叠区宽度是抖动，对应眼 宽。图9.4的5GHz眼图：(左) 少许损耗; (右) 损耗很大。 注意：眼图中眼高、眼宽的定义有多种！
其内在机理是材料中在电压下电偶极子的重取向。
图9.8 外部电压变化时介质中偶极子的重取向形成同相交流电流
25
当对信号/返回路径间等效电容施加电压V0sinωt时，介 质中总有些随机重取向的偶极子与电压(电场)保持一致。 这就形成了与电压同相的交流电流IRsinωt流过介质，如 图9.8所示。
当然，电流中并非全部是与电压的同相分量；另外还
损耗退化的影响。
4
9.1 损耗、ISI与眼图
若信号损耗与频率无关，即低频、高频时相同。整个信 号的幅度会统一地降低，波形形状则会继续保真。图9.2表 明，这种常量型衰减不会造成上升边的退化和时序抖动。
图9.2 当损耗与频率无关时，上升边为100ps的信号传播后波形形状不变
5
退化是指：由于信号上升边被拉长，破坏了信号 正常的电平和时序。SI业界经过如下阐释，将其简记 为：符号间干扰(Inter-symbol Interference，ISI) ——
流IG 。引入耗散因子tan()=有功功耗/无功功耗= IG / IC 。
εr +tan()，共同勾画出介质材料复介电常数的概念。28
下面介绍耗散因子tan()的发展历程——人们发现：
对于给定V，同相耗散电流IG与V、空气介质电容C0 、角频率ω仍呈正比关系，只是系数不同而已！。
为了统一描述正交IC 、同相IG这两部分电流，可建立 一种基于复数的频域表现形式。
2
图9.1给出经长线传输损耗后的信号上升边损耗型退化。 其中，除了纯粹时延tD外，上升边拉长到1ns多。这种损 耗退化将引起在0/1数据传输时的高误码率(BER)。
当时钟频率高于1GHz、传输长度超过10in时，数据误 码原因主要就是这种传输线损耗退化。此时:
(1) 信号幅度塌陷退化直接影响0/1的阈值判决；
信号/电源完整性(SPI)分析与设计[Chapter9]
第九讲
PCB单线网损耗退化/ISI改善技术
西安电子科技大学电路CAD研究所 教育部超高速电路设计与EMC重点实验室
李玉山
1
9.0 高频损耗退化引起数据误码/电路故障
驱动输出 信号
36in长线高频损耗 引起的损耗退化
接收输入 信号
← tD →
图9.1 tR=50ps的信号经50Ω、36in长线后为tR=1ns的信号损耗退化
即微带线信号-返回路径的总电阻R约为：
R Len w
其中： 导线的集肤厚度，in
(9.4C)
21
将(9.2)代入(9.4)，单位长度(in)电阻值
k f
RL w
此高频导线损耗二要素 (f、w) ，用于绘制下图。
(9.4A)，
图9.7 5mil宽、50Ω微带线和带状线，电阻RL~频率f图。圆点和方框分别为 微带线和带状线电阻。高频时趋肤仍在进行，但电感变化很小，电阻仍在变！
23
2. 纯粹的容性介质无有功损耗
假若信号与返回路径间只等效一个理想电容器。当加上
的电压V＝V0sin(ωt)时，通过理想电容器的I为一余弦电流
。电压～电流的关系式为：
I
C0
dV dt
C0V0 cos(t)
(9.5)
真正理想电容器电流与电压相位差为900，也不消耗能 量。
24
3. 交流电导同相电流——主导介质损耗 实际情况并非理想电容，介质中还存在交流漏电流。
图9.4 5GHz时钟伪随机位流眼图。左：少许损耗；右：损耗很大。 其中，眼高表征幅度噪声情况；眼宽表征时序抖动程度
10
9.2 互连线中的各种损耗
当信号沿线传播时，接收端感受到五种方式的损耗(
这种退化基本上都归为高频损耗。下述前三种也都与频率有
关，只不过后两种“损耗大户”是本讲关注重点)：
①辐射损耗(EMI)；②串扰损耗(Crosstalk)；③反射损 耗(Ringing)；
当前位0/1波形的电平和时序都与前面0/1数据流中 的位是0还是1的经历无关！这时就不存在所谓的:——
前面符号位造成对后面符号位的符号间干扰:ISI。
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我们用图9.3解释符号间干扰(ISI)，看右图——一开始 是长时间的1，接着为0，但又立即到1。这样，低电平的0 就不可能降到最低。这一位0的低0电平和0.5电平时序将 取决于之前符号位是0还是1的模式，这就是ISI。
其中， 集肤厚度， μm
f 正弦波频率，GHz
16
图9.6 10MHz时，50Ω1盎司(35μm)铜线中的电流分布，由于趋肤效应，电 流重新分布。上：微带线；下：带状线。颜色越淡，电流密度越高
17
图9.6为10MHz正弦波在微带线和带状线中的电流分布
示例。10MHz时，集肤厚度为25μm(1GHz时，微带线信
为了方便观察，人们给出图9.3A的眼图。用伪随机位 流(bps流)模拟真实的输入；用时钟作为外同步触发，进 行仿真/测量。用接收到的位流中每一个周期的信号去与 前一个周期的信号重叠。这样，许许多多的周期被叠加 在一起，外形像是睁开的眼睛，称作眼图。
8
。 。 。 。 。 。 。 。 。 。 。。 。 。 。 时钟上升沿作外
为了充分利用这种复数形式，我们将更改介电常数εr ，把它变为复数ε。首先，将电压写为复数形式(即借此引 入了复介电常数的概念)：
29
V V0eit
流经理想电容器的电流IC与电压V的关系为：
IC iCV irC0V
(9.11) (9.14)
上式中将C写成εrC0；上式中的i（许多书上虚部写作j）说明
有正交成分。这样，以sinωt为基准，电流的同相阻性分量
与容性正交分量的关系为：
IRsinωt+ICcosωt＝I0sin(ωt+α)
26
记住：与电压同相的交流漏电导性电流引起了有功介质
损耗(直流漏电导接近开路时的0，其影响甚小)。
最知名的高介质损耗升温示例是微波炉。其中的水分子 摆动强烈吸收2.45Ghz 辐射。水分子是绝缘物，在谐振频 率电流与电压同相。水把辐射能转换成机械运动并发热。
图9.3 5GHz时钟驱动伪随机位流。左：上升边比位周期短得多(输入是好的 )；右：上升边与位周期相当(输出变坏了)，形成了符号间干扰(ISI)
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ISI是指某一位0/1的波形取决于之前那位的0/1状况。以时钟上 升边为采样时刻基准时，数据信号到达电平阈值的时刻也依赖于先 前符号位0/1的情况。
ISI必然引起信号电平和时序不完整；从而加大误码率(BER)。
传输线介质吸收信号能量引起信号在远端衰减，虽然不 至于使底板很热，但足以使上升边退化。频率越高，交流 漏电导G越高，介质损耗就越高。
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9.5 复介电常数与耗散因子
用材料复介电常数，综合了介质的电容性和电导性：
(1). 相对介电常数εr，描述介质偶极子如何重排以形 成电容性无功电流的能力。
(2). 在介质材料中同时有——： ①与电压V成900正交 的电容性无功电流IC ； ②与电压V同相的电导性有功电
R= Len
(9.1)
wt
其中：w 线宽，in t 导线的厚度，in
15
平面返回路径电阻比信号路径小得多，可忽略不计。 典型的5mil宽、1.4mil厚(1盎司铜，35m)、1in长的 铜导线，其信号路径的直流电阻大约为R＝ 0.1 Ω。
这时，铜线的有效厚度t等于集肤厚度：
t= 2.5 1
f
(9.2, 由6.29式)
④导线损耗； ⑤介质损耗。
11
① EMI: 辐射损耗一般较小。但是，它在电磁干扰 (EMI)中则很重要(辐射强度与频率有关，后详)。
② 串扰：部分动态线信号能量耦合到邻近静态线上 将引起动态线原本信号上升边退化(互容、互感引起的传 导串扰，下讲再述)。
③ 反射：并联容性/分支和串联感性/突变引起的高频 分量反射回到源端，最终由匹配电阻器或源驱动器阻抗 作衰减式消耗。
" r
：
r r tan "
(9.18)
32
ps
ps
图9.5 5GHz时钟伪随机位流的眼图。左：无损线；右：无损耗，但存在4
个通孔共4pF的中途容性突变引起约70ps的电抗退化
14
9.3 主损耗一：导线趋肤损耗
在信号路径中，信号感受到的有功串联电阻R与导线体 电阻率ρ、电流横截面积(w×t，有效t在变)、线长Len有关 。设直流时电流在信号导线中均匀分布，其电阻R为：
此了，参见图9.6。此时离返回路径远的上半部分
电流减少，信号路径电阻将接近Rδ。
返回路径——直流时，返回电流分布在整个返回平 面上。高频时，回路阻抗主要由回路电感决定。在挤 近效应的推动下，返回路径中的电流将集中分布在靠 近信号路径的表面上，以使回路总电感最小。
20
如上面图9.6所示，微带线返回路径(电源/地平面)电 流分布宽度约等于信号路径宽度的3倍。所以频率高于 10MHz时，传输线的总电阻为R＝0.7Rδ+0.3Rδ＝1.0Rδ，
的电导部分损耗。如图9.11所示，其表达式如下：
=εr
i
" r
(9.15)
其中： 复介电常数
εr
（
’
r)
复介电常数实部
" r
复面中复介电常数向量与实轴的夹角，即损耗角
损耗角正切tanδ，是介电常数虚/实部之比（不同
的材料的tanδ不同），以后均以tanδ代之
电流与电压的相位差900。
而流经实数电导G的部分有功电流IG与电压V是同相的：
IG GV
30
这里的介质电导和介质容纳是同一机理下形成的！注
意：人们想出一个方便的办法——只要将(9.14)式中的
实介电常数εr扩展为复介电常数ε
，其实部
’ r
=
εr仍可表
示原正交电容部分；而虚部
" r
恰恰用于表示与电压同相
22
9.4 主损耗二：介质损耗
1. 直流漏电导的有功损耗很小
先说直流漏电导G0——直流及低频漏电流直接流过漏
电导，它与电压同相。 大多数介质的直流漏电阻很高(约为21010Ω的数量级)，
对应的直流漏电导 G0≈0，是很小的。 直流漏电导很小，直流漏电流也很小。此漏电导消
耗的直流功率 P = V2G0 < 1nW，是微不足道的。
号路径每一面的集肤厚度为2.5μm)。
1盎司铜的几何厚度为35μm。只要频率高于10MHz，
集肤厚度 (25μm)就开始变得比它薄。
当频率更高时，信号路径中的电流都尽可能地向外散 开以使导线自感最小。
同时，返回路径中的反向电流将尽可能地靠近信号路 径以使两个电流间的互感最大。
18
频率越高，电流流经导线的横截面越小，电阻就增加。 在10MHz以上，信号路径单位长度电阻随频率而升高。
由于趋肤，若假设电流只流过导线集肤厚度为的下部
，导线电阻Rδ近似应为(9.1式中的t变成这里9.3式的)：
R
Len
w
(9.3)
其中， 导线的集肤厚度，in
w 线宽，in
19
信号路径——事实上，电流不仅仅流经导线下半部
分。导线上半部分也有电流。鉴于此，信号路径电
阻近似为0.5×Rδ。注意：当发生挤近时就未必如
(2) 时序抖动妨碍0/1的判决时刻，这就是时序完整性 (TI)。——这是非独立的相关性抖动！不是独立抖动！
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时域的上升边退化——等价于——频域的信号高频 衰减比低频时大得多。
下面分析传输线损耗的思路是： 首先，在频域中理解损耗机理；然后，再到时域中 估计它对信号上升边完整性的影响
本讲主要考察的是两种损耗：导线损、介质损及其对
12
④、⑤有损线：导线损耗是由导线电阻引起的串联损 耗；介质损耗是由介质材料耗散因子tanδ引起的并联有 功损耗。
FR4上线宽8mil(密耳)、特性阻抗50Ω，频率高于1GHz时，介 质损耗比导线损耗要大得多。在频率2.5GHz或更高速的链路中， 介质损耗占主导地位。
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图9.5给出5GHz时钟(T=200ps)通过理想无损线，但线 中途有4个通孔焊盘(每个1pF，总共4pF)的容性负载。最终 50％处上升边的退化约为0.35Z0C=70ps，几乎占位周期的 一半。这种中途阻抗突变(并联容性、串联感性)对上升边的 时延型退化，前讲已讨论。下面将并入这两种退化后再 分析多因素对眼图的总影响。
同步对数据采样
采样占两个位周期UI
图9.3A 将串行数据波形重叠所得的仿真/测量眼图。其中，眼高表征噪声； 眼宽(或交叠度)表征抖动。源头可能是：反射、串扰、损耗等多因素
9
眼图是对ISI的间接度量。眼图的垂直高度眼高越矮， 误码率BER越高。眼间水平交叠区宽度是抖动，对应眼 宽。图9.4的5GHz眼图：(左) 少许损耗; (右) 损耗很大。 注意：眼图中眼高、眼宽的定义有多种！
其内在机理是材料中在电压下电偶极子的重取向。
图9.8 外部电压变化时介质中偶极子的重取向形成同相交流电流
25
当对信号/返回路径间等效电容施加电压V0sinωt时，介 质中总有些随机重取向的偶极子与电压(电场)保持一致。 这就形成了与电压同相的交流电流IRsinωt流过介质，如 图9.8所示。
当然，电流中并非全部是与电压的同相分量；另外还
损耗退化的影响。
4
9.1 损耗、ISI与眼图
若信号损耗与频率无关，即低频、高频时相同。整个信 号的幅度会统一地降低，波形形状则会继续保真。图9.2表 明，这种常量型衰减不会造成上升边的退化和时序抖动。
图9.2 当损耗与频率无关时，上升边为100ps的信号传播后波形形状不变
5
退化是指：由于信号上升边被拉长，破坏了信号 正常的电平和时序。SI业界经过如下阐释，将其简记 为：符号间干扰(Inter-symbol Interference，ISI) ——
流IG 。引入耗散因子tan()=有功功耗/无功功耗= IG / IC 。
εr +tan()，共同勾画出介质材料复介电常数的概念。28
下面介绍耗散因子tan()的发展历程——人们发现：
对于给定V，同相耗散电流IG与V、空气介质电容C0 、角频率ω仍呈正比关系，只是系数不同而已！。
为了统一描述正交IC 、同相IG这两部分电流，可建立 一种基于复数的频域表现形式。
2
图9.1给出经长线传输损耗后的信号上升边损耗型退化。 其中，除了纯粹时延tD外，上升边拉长到1ns多。这种损 耗退化将引起在0/1数据传输时的高误码率(BER)。
当时钟频率高于1GHz、传输长度超过10in时，数据误 码原因主要就是这种传输线损耗退化。此时:
(1) 信号幅度塌陷退化直接影响0/1的阈值判决；
信号/电源完整性(SPI)分析与设计[Chapter9]
第九讲
PCB单线网损耗退化/ISI改善技术
西安电子科技大学电路CAD研究所 教育部超高速电路设计与EMC重点实验室
李玉山
1
9.0 高频损耗退化引起数据误码/电路故障
驱动输出 信号
36in长线高频损耗 引起的损耗退化
接收输入 信号
← tD →
图9.1 tR=50ps的信号经50Ω、36in长线后为tR=1ns的信号损耗退化
即微带线信号-返回路径的总电阻R约为：
R Len w
其中： 导线的集肤厚度，in
(9.4C)
21
将(9.2)代入(9.4)，单位长度(in)电阻值
k f
RL w
此高频导线损耗二要素 (f、w) ，用于绘制下图。
(9.4A)，
图9.7 5mil宽、50Ω微带线和带状线，电阻RL~频率f图。圆点和方框分别为 微带线和带状线电阻。高频时趋肤仍在进行，但电感变化很小，电阻仍在变！
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2. 纯粹的容性介质无有功损耗
假若信号与返回路径间只等效一个理想电容器。当加上
的电压V＝V0sin(ωt)时，通过理想电容器的I为一余弦电流
。电压～电流的关系式为：
I
C0
dV dt
C0V0 cos(t)
(9.5)
真正理想电容器电流与电压相位差为900，也不消耗能 量。
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3. 交流电导同相电流——主导介质损耗 实际情况并非理想电容，介质中还存在交流漏电流。
图9.4 5GHz时钟伪随机位流眼图。左：少许损耗；右：损耗很大。 其中，眼高表征幅度噪声情况；眼宽表征时序抖动程度
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9.2 互连线中的各种损耗
当信号沿线传播时，接收端感受到五种方式的损耗(
这种退化基本上都归为高频损耗。下述前三种也都与频率有
关，只不过后两种“损耗大户”是本讲关注重点)：
①辐射损耗(EMI)；②串扰损耗(Crosstalk)；③反射损 耗(Ringing)；