反激变压器计算实例
反激变压器设计实例
AC输入:85-265V输出功率:10瓦 n=0.85查磁芯规格F=60KHZ时宽电压10W选EE19合适, 查得Ae=0.22平方厘米 Bm=0.22T例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*10)/100*0.5=0.4ALP =(DCinmin*Dmax*Ts)/Ipk=[100*0.5*(1/60000)]/0.4=0.00208H=2.08mHNP =(LP*Ipk)/(Ae*Bm)=0.00208*0.4/0.22*0.22=172T例2:Pin=Po/n =10/0.85=11.76WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Np=(DCinmin*ton)/Ae*Bm=100*8.33/0.22*0.22=172TIs=Pin/DCinmin=11.76/100=0.12AIave=(Is*Ts)/ton=0.12*16.7/8.33=0.24AImin=Iave/2=0.24/2=0.12AIpk=3*Imin=0.12*3=0.36ALP=(DCinmin*ton)/Ipk=100*0.00000833/0.36=0.0023H=2.3mH例3:Vf反射电压VmosMOS管耐压设600V留150V裕量DCinmax=ACinmax*1.414-20=265*1.414-20=355VVf=Vmos-DCinmax-150v=600-355-150=95VDCinmin*Dmax=Vf*(1-Dmax)100*Dmax=95*(1-Dmax)Dmax=0.491/2*(Imin+Ipk)*Dmax*DCinmin=(Po/n)Ipk=3*Imin1/2*(Ipk/3+Ipk)*0.49*100=10/0.85Ipk=0.36ALp=(Dmax*DCinmin)/(f*Ipk)=(0.49*100)/(600000*0.36)=0.0023H=2.2mHNP=(LP*Ipk*10000)/(Bm*Ae)=(0.0023mH*0.36A*10000)/0.22*0.22=171T完成! 回复1帖2帖 xcj-wj 营长4262005-06-12 21:48 路过,支持一下! 回复2帖3帖 philips 旅长22192005-06-13 08:37欢迎指正! 回复3帖4帖 philips 旅长 22192005-06-13 08:39第三例的f 输错了!应该是60000.但结果没错!AC 输入:85-265V输出功率:110瓦 n=0.83F=60KHZ例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*110)/100*0.5=4.4A例2:Pin=Po/n =110/0.83=133WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Is=Pin/DCinmin=133/100=1.33AIave=(Is*Ts)/ton=1.33*16.7/8.33=2.66AImin=Iave/2=2.66/2=1.33AIpk=3*Imin=1.33*3=3.99A为什么我算的出来的峰值电流差别那么大,是不是功率越大,误差越大?我看你的10W 误差是0.04A 啊,我的110W 误差是0.4A 啊?这在可接受的范围内吗?回复15帖162帖 hmwdjcat 工兵 4六2009-08-22 12:45因为在 反激电源拓扑中应该取n=0.75而不是0.85,所以你们的误差比较大, 回复162帖16帖 peterchen0721旅长21012005-08-21 09:02如果反激式照你的評估方式去做那還有幾個考量點請再查一下資料.1.把171T與2.2mH結合去查鐵心資料看AL值為多少(gap問題).2.利用找到的AL值去對照NIpk值(安匝)是否在曲線內.完成以上兩個工作才能說初步完成變壓器設計.否則你的電特性與磁特性無法確定是否配合的上.以上提供參考.回复16帖17帖philips旅长22192005-08-21 14:03说的也是!变压器是不可完全套公式去设计的!我大多也是靠经验来完成!不过套公式!变压器是绝对可工作的!只是某些细节要求可能达不到!。
反激变压器设计实例
反激变压器设计实例设计一个反激变压器是一个非常复杂的工程，需要考虑许多因素，包括输入电压、输出电压、功率需求、电流负载、转换效率等。
在这里，我将给出一个反激变压器的设计实例，以帮助你更好地理解。
假设我们需要设计一个输入电压为220V，输出电压为12V的反激变压器，功率需求为60W。
首先，我们需要确定变压器的转换比。
转换比可以通过输出电压和输入电压的比值来确定。
在本例中，转换比为12V/220V，即0.0545接下来，我们需要确定主电压边（Primary Side）的匝数。
主电压边上的匝数决定了变压器的转化比。
然后，我们需要确定次电压边（Secondary Side）的匝数。
次电压边的匝数通过主电压边的匝数和转换比来计算。
在本例中，次电压边的匝数为1000*0.0545，约为54.5、为了简化设计，可以选择将次电压边的匝数设定为55接下来，我们需要根据功率需求来确定变压器的尺寸。
功率可以通过输入电压和电流来计算。
在本例中，输入电压为220V，功率为60W，那么电流为60W/220V，约为0.27A。
然后，我们可以根据电流负载来确定导线截面积。
在本例中，电流为0.27A，我们可以选择导线截面积为0.5mm²。
接下来，我们需要计算主电压边的绕线长度。
主电压边的绕线长度可以通过主电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，主电压边的匝数为1000，并且我们选择导线长度为2m，那么主电压边的绕线长度为1000*2m，约为2000m。
然后，我们需要计算次电压边的绕线长度。
次电压边的绕线长度可以通过次电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，次电压边的匝数为55，并且我们选择导线长度为2m，那么次电压边的绕线长度为55*2m，约为110m。
接下来，我们需要计算变压器的转换效率。
转换效率可以通过输出功率和输入功率来计算。
在本例中，输出功率为60W，输入功率可以通过输入电压和电流来计算，即220V*0.27A，约为59.4W。
反激变压器设计实例
I2 SRMS
− IO2
= 1.3( A)
副边交流电损耗： Pac2 = I ac22 * Rac2 = 0.073(W )
副边绕组线圈总损耗： P2 = Pdc2 + Pac2 = 0.113(W )
总的线圈损耗： Pw = P1 + P2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗：
峰值磁通密度摆幅： ∆B = BMAX K RP = 0.1(T ) 2
原边交流电流分量有效值： Iac1 =
I2 RMS
− I AVG 2
= 0.107( A)
原边交流电损耗： Pac1 = I ac12 * Rac1 = 0.0229(W )
原边绕组线圈总损耗： P1 = Pdc1 + Pac1 = 0.04(W )
副边直流电阻： Rdc2 = ρ * l = 0.04(Ω) A
7
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q = 0.83d d / s = 0.5678 ∆
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， ∆ 为集肤深度0.31mm。 原边交流电阻与直流电阻比：由于原边采用包绕法，故原边绕组层数可按两层考虑，根据上
式所求的Q值，查得 Fr = Rac1/ Rdc1 ≈ 1 。 原边交流电阻： Rac1 = Rdc1× Fr = 1.993(Ω)
选择磁芯材料为铁氧体，PC40。
4、选择磁芯的形状和尺寸：
在这里用面积乘积公式粗选变压器的磁芯形状和尺寸。具体公式如下：
反激变压器工作在第一象限，最高磁密应留有余度，故选取BMAX=0.3T，反激变压器的系数 K1=0.0085（K1是反激变压器在自然冷却的情况下，电流密度取420A/cm2时的经验值。）
反激变压器设计实例
⎡ 0.4 × π × N P 2 × AE LE ⎤ 气隙长度： Lg = ⎢ − ⎥ × 10 = 0.1(mm) LP × 100 µr ⎦ ⎣
6、选择绕组导线线径： 变压器有效的骨架宽度： BWE = LX × [BW − (2 × M )] = 31.6(mm)
LX为原边绕组层数，在这里采用4层。
Fr = Rac1 / Rdc1 ≈ 1.1 。
副边交流电阻： Rac 2 = Rdc 2 × Fr = 0.0434(Ω) 副边交流电流分量有效值： Iac 2 = I SRMS − I O = 1.3( A)
2 2
副边交流电损耗： Pac 2 = I ac 2 * Rac 2 = 0.073(W )
4
M为线圈每端需要的爬电距离，在这里取2mm。 计算原边绕组导线允许的最大直径（漆包线） OD = ：
BW E = 0.29(mm) NP
根据上述计算数据可采用裸线径DIA=0.23mm的漆包线绕置，其带漆皮外径为0.27mm， 刚好4层可以绕下。 根据所选线径计算原边绕组的电流密度： J =
4 × I RMS = 3.44( A ) π × DIA 2 BW E − 2 × M = 0.79( mm) NS
2
副边绕组线圈总损耗： P 2 = Pdc 2 + Pac2 = 0.113(W ) 总的线圈损耗： Pw = P1 + P 2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗： 峰值磁通密度摆幅： ∆B =
BMAX K RP = 0.1(T ) 2
磁芯损耗： Pc = Pcv × Ve = 0.003(W )
2
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q =
0.83d d / s = 0.5678 ∆
反激变压器计算实例.docx
技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A输出功率Po: 166W 效率η: 0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到：Vpk=90*1.414=127VVmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低(VPk-Vmin)V Oldc*T3=C* △ V其中：△ V=VPk-Vmi n=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。
C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T1) DCM变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),IrmS = IPk L* n*^Dma^ ≡12.3AV 3根据电流有效值， 求，即可得到合适的变压器。
反激变压器计算实例
技术要求:输入电压Vin:９０－253Vac输出电压Vo:27、６V输出电流Io:６A输出功率Ｐo:１６6W效率η:０、85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程:上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到得电压Vdｃ为115Ｖ,则从上图可以得到:Vｐｋ=9０*1.４１4=1２7ＶVmin=Vdｃ—(Vpk—Vｄc)＝10３V将电源模块等效为一个电阻负载得话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpｋ—Vmin)V。
Idc＊Ｔ３＝C*△V其中:△Ｖ＝Vpk—Vmin＝127－1０3＝24V关键部分在Ｔ3得计算,T3＝t1+t2,t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hｚ得交流来说,t １=5mS,然后就就是计算t２,其实t２也很好计算,我们知道交流输入电压得公式为Vx＝Vpksinθx,根据已知条件,Vx=1０3Ｖ,Ｖpk=１27V,可以得到θｘ＝54度,所以ｔ2=54＊1０ｍｓ／1８0=３mＳ, Ｔ3＝t１+t2＝8mS。
Ｃ=1.7＊８/２4=0、57mF=５70uＦ二、变压器得设计过程变压器得设计分别按照DCＭ、ＣCM、ＱR两种方式进行计算,其实QR也就是DCM得一种,不同得地方在于QＲ得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。
对于变压器磁芯得选择,比较常用得方法就就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级得反激,选择PＱ３53５得磁芯即可、磁芯得参数如下:ＡE=1９０mm２,AL＝４300nH,Bmax≥0。
32T１)DＣM变压器设计过程:开关频率选择80K,最大占空比选择０.4８,全范围DCＭ,则在最低输入电压Vｄc下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式,Vｄc*Dｍax＝Vｏr＊(1-Ｄmax),从而计算反射电压为Vｏr=9５V匝比ｎ＝Ｖｏｒ/(Vo＋Vｆ)=3、３2 Vｆ为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数Ns＝Ｎｐ／n=6。
反激变压器设计实例(一)
反激变压器设计实例（一）目录1.导论 (2)2.磁芯参数和气隙的影响 (2)2.1 AC极化 (3)2.2 AC条件中的气隙影响 (3)2.3 DC条件中的气隙影响 (3)3. 110W反激变压器设计例子 (4)3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (4)3.2 步骤2，选择导通时间 (6)3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (6)3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (6)3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (7)3.6 步骤6，计算副边匝数 (7)3.7 步骤7，计算附加匝数 (8)3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (8)3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (9)3.10 步骤10，计算气隙 (9)3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (10)4 反激变压器饱和及暂态影响 (11)1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。
没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。
特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。
为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。
2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。
注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。
进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。
这些变化对反激变压器非常有用。
图1.不同情况下磁芯的磁滞回归曲线图2只表示了反激变压器使用的磁滞回环的前四分之一，也表示了磁芯中引入气隙所产生的影响。
反激变压器设计实例
反激变压器设计实例首先，需要确定输出功率。
假设需要输出功率为50W，根据功率平衡关系可知，输入功率和输出功率之间满足关系：输入功率=输出功率/效率。
假设效率为80%，则输入功率为62.5W。
接下来，需要确定工作频率。
工作频率是根据具体应用场景和电子元器件选择而定。
在一般应用中，常用的工作频率为20kHz-200kHz。
本文选择工作频率为50kHz。
根据输入功率和工作频率，可以确定变压器的整流磁链。
整流磁链的计算公式为：Bac = (2*P)/(f*Ae)，其中Bac为整流磁链，P为输入功率，f为工作频率，Ae为有效磁路面积。
根据公式计算，整流磁链为0.25T。
接下来，需要确定变压器的变比。
变比是根据输入和输出电压之间的关系来确定的。
根据输入电压和输出电压的比值，可以确定变压器的变比。
本文选择输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33然后，需要确定变压器的初始工作条件。
变压器在初始工作条件下需要满足一些性能指标，包括工作电流、磁通密度、差动感应电势等。
根据这些指标可以确定变压器的铁芯截面积和匝数。
在本文的实例中，输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33，因此输入电流为0.28A，输出电流为4.34A。
根据输出电流和工作频率可以确定匝数。
根据变压器的铁芯材料和工作磁通密度，可以确定变压器的铁芯截面积。
最后，需要进行变压器的检验和调试。
对于反激变压器的设计，主要检验电路是否稳定、变压器的各项指标是否达标。
可以通过调试和测量来验证设计的正确性。
常见的检验和调试项目包括输出电压稳定性、效率、输入电流波形、输出电流波形等。
以上是一个反激变压器的设计实例。
设计反激变压器需要考虑各种因素，包括输入功率、输出功率、输入和输出电压、工作频率等。
通过合理的设计和调试，可以保证反激变压器的性能指标和稳定性，满足具体的应用要求。
反激变压器计算
Ip
0.444
Lp * Ip 1012*0.444
Np=
*104=
*104=72.5T≈72T
B * Ae
2000 * 31
(假设 B 取 2000 高斯)
Vo= Ns *Vin * Don max
Np
1− Don max
5.4= Ns *100* 0.45
72
1− 0.45
Ns=4.75≈5T
建议变压器使用 EPC19，Ae=22.7mm2，芯片使用 VIPER22，开关频率为 100KHZ 则 Np=(72.5/22.7)*31≈100T , Ns=6.6T,Ns 可取 7T 也可取 6T，当取 7T 时，根据公式：
Vo= Ns *Vin * Don max
Np
1− Don max
Donmax 变为 0.43 当取 6T 时，根据公式：
Ns
Don max
Vo= *Vin *
Np
1− Don max
Donmax 变为 0.474
只要保证在最低电压下占空比 Donmax 小于 0.5 即可，同时再将新的 Donmax 代
1. EE19 , Ae=31mm2 ,f=100KHz ,T=1/f=10us,Vin=DC100V,假设 Donmax=0.45, Po=8W,假设 Vo=5V/1.6A
按低压端临界，全范围内断续设计
2Po
2*8
Ip=
=
=0.444A
Vin * Don max*η 100*0.45*0.8*
Lp= Vin *Ton = 100*0.45*10 =1012uH≈1mH
(假设 B 取 2000 高斯)
Ns
0.45
反激式开关电源变压器参数的计算
反激式开关电源变压器参数的计算首先，反激式开关电源变压器有两个主要参数需要计算，即变压器的变比和功率。
一、变压器的变比计算：变压器的变比是指输入电压与输出电压之间的比例关系。
对于反激式变压器，我们需要根据输入电压 Vin 和输出电压 Vout 的关系计算变比。
变比 N = Vout / Vin其中，N 为变比，Vout 为输出电压，Vin 为输入电压。
例如，如果输入电压为220V，输出电压为12V，则变比为：N=12/220=1/18.33≈0.0546二、功率的计算：功率是指单位时间内的能量传输速度，对于反激式开关电源变压器，我们需要计算输入功率和输出功率。
1.输入功率的计算：输入功率可以通过输入电压和输入电流计算得出。
输入功率 Pin = Vin * Iin其中，Pin 为输入功率，Vin 为输入电压，Iin 为输入电流。
2.输出功率的计算：输出功率可以通过输出电压和输出电流计算得出。
输出功率 Pout = Vout * Iout其中，Pout 为输出功率，Vout 为输出电压，Iout 为输出电流。
需要注意的是，输出功率应该小于输入功率，因为变压器存在能量损耗。
三、额定功率计算：额定功率是指变压器能够稳定工作的最大功率，通常是根据设备的功耗需求来确定的。
根据输入功率和输出功率的关系，我们可以计算出额定功率。
额定功率 Prated = min(Pin, Pout)其中，Prated 为额定功率，Pin 为输入功率，Pout 为输出功率，取两者中较小的值作为额定功率。
四、变压器的参数选取：根据反激式开关电源变压器的工作原理和计算结果，我们可以根据需求选择合适的变压器。
需要考虑的参数包括变压器的变比、额定功率、工作频率、绕组电流等。
在选择变压器的过程中，我们需要注意以下几点：1.变比要满足输出电压要求，同时考虑输入电压的变化范围。
2.额定功率要满足设备的功耗需求，同时要考虑变压器的损耗和温升情况。
反激式变压器计算实例
1.8A充电器变压器计算实例所谓反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。
高频变压器的关键是选定磁芯，常用的是AP法：（1）AP=Aw*Ae=｛(L p*Ip2*104)/(450*△B*K0)｝1.143cm4或（2）AP=Aw*Ae=P*104/(K f*K u*B AC*F*J) cm4（1）中A w为窗口面积（单边），Ae为磁芯有效截面积（因为磁芯是不规则的），L p(H)是初级电感量,I P(A)是峰值电流,△B（T）是磁感应变化量(有些参考书以GS表示，1GS=10-4T),一般取≦0.3T(3000GS)，或I sat/2此值过大，磁性损耗大，容易饱和，过小，磁芯体积会很大，功率小的电源可以取大一点，因为面积体积比大，散热条件好，反之则相反，频率高的取小一点，频率高了，磁芯损耗就大了,厂家给出的参考值是50mT-300mT,推荐值是100-200mT.K0是窗口利用率，取0.2—0.4，具体要看绕组结构，比如挡墙胶带会占用一部分空间，如果磁芯是矮型的，挡墙就占很大比例了，这时窗口利用率就很低了，而如果采用三层绝缘线，窗口利用率就提高了（可以不用挡墙），K0就可以取大一点，公式中的450是电流密度=450A/cm2常用电流密度为200A/cm2(2A/mm2)，与400A/cm2(4A/mm2).或1000CM/A=200A/cm2 500CM/A=400A/cm200A/cm2(2)中，P（W）为总功率,K f为波形系数=0.4（CCM连续模式,CDM断续模式,CRM 临界模式可能不一样，但一般都以CCM计算，电流波形请看附图1）,K u是窗口利用率，取0.2—0.4,B AC为工作磁芯密度（T），F(Hz),J为电流密度(A/cm2)。
反激变压器计算实例
反激变压器计算实例
摘要
电力反激变压器是一种高度结构封闭的磁芯变压器，它将高频交流电路中的振荡电流转换成相同的交流电压，它被广泛使用于电网的变压调节和补偿系统，也可作为升压器来提供高压交流电源。
本文将详细介绍反激变压器的原理，结构，工作原理和计算实例。
介绍
反激变压器是一种典型的电力变压器，它的结构和原理完全与普通变压器相同，只是它采用反馈原理，把输入端的高频振荡电流通过反馈电路转换成输出端的一致的标准交流电压。
它可以用多种方法来实现，但原理上都是一样的，即利用一个反馈回路来控制变压器的主磁路，从而达到调节输出电压的目的。
反激变压器可以用于升压或降压，也可以用来调整电压的相位或频率，它能实现高负载率和低负载率的调节，并有效地补偿电力网络的瞬时负荷。
结构
反激变压器由三个部分组成：主绕组，反馈绕组和控制电路。
主绕组是基本的变压器绕组，是电能转换的核心部分，它是由若干个绕线组成的导线环，一个是输入绕组，一个是输出绕组，另外一个是通常用来作为铁心的铁芯绕组。
反激变压器计算实例
输出电压Vo：输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。
C=*8/24==570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激变压器计算实例
技术要求:输入电压Vin: 9 0 -253Vac 输出电压Vo:27、6 V输岀电流Io: 6 A输出功率Po: 1 6 6W 效率<1 ： 0 . 85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到得电压Vd c为115 V,则从上图可以得到：Vp k =9 0 *1.4 1 4=1 2 7VVmin=Vd c —(Vpk—V d c) = 10 3 V将电源模块等效为一个电阻负载得话，相当于在T3时间内电容对恒泄功率负载进行放电, 电容电压降低(Vp k —Vmin)V aIde* T 3 =C*AV其中：A V =Vpk—Vmin = 127-1 0 3 = 24V关键部分在T3得计算,T3 = tl+t2,t2为半个波头,时间比较好算，对于50H Z得交流来说,t 1 =5mS,然后就就是计算t 2 ,英实t 2也很好计算，我们知道交流输入电压得公式为Vx=Vpksin 0 x,根据已知条件0 3V,Vpk= 1 27V,可以得到()X =54 度，所以t 2=54*10 m s / 1 8 0= 3 m S z T3=t 1+t2=8mSo—7*8/24=0、57mF= 5 70u F二、变压器得设计过程变压器得设计分別按照DCM. CCM、QR两种方式进行计算，英实QR也就是DCM得一种，不同得地方在于QR得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。
对于变压器磁芯得选择，比较常用得方法就就是AP法，但经过多次具体设汁及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级得反激，选择PQ 3 53 5得磁芯即可、磁芯得参数如下:AE=19 0 mm 2 Z AL= 4 300nH,Bmax^0. 32T1)DC M变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0 .4 8,全范围DCM,则在最低输入电压V d c下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡,可以得到以下公式，V d c*Dmax=V o r^fl-Dmax),匝比压降n = V o r/(Vo+Vf )=3、3 2 Vf为整流二极l=Vinmi从而il•算反射电压为V or=9 5V计算初级匝数计算副边匝数则原边匝数调整为Ns=N p / n=6o 3 2,选择7 匝，Np=3、32*7=2 3 匝讣算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V设计,要求在2 0 V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。
可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。
比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。
上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。
类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例〔二〕目录反激变压器设计实例〔二〕 (1)导论 (1)一．自跟踪电压抑制 (2)2. 反激变换器“缓冲〞电路 (4)3. 选择还击变换器功率元件 (5)3.1 输入整流器和电容器 (5)3.2 原边开关晶体管 (5)3.3 副边整流二极管 (5)3.4 输出电容 (6)4. 电路搭接和输出结果 (6)总结 (7)导论前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。
首先进展开环控制，输出电容随便输出一个值〔由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进展大概估算〕，这里选取1000uF作为输出电容。
初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以到达。
由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。
图1.反激电路主拓扑图2.开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。
查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。
在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。
这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。
最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。
其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。
一．自跟踪电压抑制当警觉管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。
在反激变换器中，储存在变压器中的大局部能量在反激期间将会传递到副边。
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反激变压器计算实例 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac
输出电压Vo：
输出电流Io：6A
输出功率Po：166W
效率η：
输入功率Pin：195W
一、输入滤波电容计算过程：
上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:
Vpk=90*=127V
Vmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V
将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V
其中：
△V=Vpk-Vmin=127-103=24V
关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz 的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为
Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。
C=*8/24==570uF
二、变压器的设计过程
变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥
1）DCM变压器设计过程：
开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
从而计算反射电压为Vor=95V
匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降
计算初级匝数
计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，
则原边匝数调整为 Np=*7=23匝
计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
初级电感量 Po=*I*I*F/η I=Vinmin*Dmax/(L*F)
，
将各个参数代入，得到L 值 L=78uH 初级电流峰值：
A F L D Vdc Ipk L 9.81080107848.0115max 36=****=**=- 初级电流有效值：A D Ipk I L L RMS 6.33max =*= 次级电流有效值：A D n Ipk Irms L 3.123
max 1=-**= 根据电流有效值，可以选择变压器线径，根据匝数绕电感后，调整气息使电感量满足要求，即可得到合适的变压器。
以下黄色字体部分，是根据batteryli 提到，对于DCM ，变压器的△B 值可以适当选的大一些，从而降低匝数减小漏感，可以减小尖峰。
因此按照△B=设计的变压器。
开关频率选择80K ，最大占空比选择，全范围DCM ，则在最低输入电压Vdc 下，占空比最大，电路工作在BCM 状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
从而计算反射电压为Vor=95V
匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf 为整流二极管压降
计算初级匝数
计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择5匝，
则原边匝数调整为 Np=*5=17匝
计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择3匝。
初级电感量 Po=*I*I*F/η I=Vinmin*Dmax/(L*F)
，
将各个参数代入，得到L值 L=78uH
根据电流有效值，可以选择变压器线径，根据匝数绕电感后，调整气息使电感量满足要求，即可得到合适的变压器。
2）CCM变压器设计过程：
CCM变压器的设计，必须首先确定一个负载点，在该状态下，变压器工作在BCM状态下，如果负载继续增加则进入CCM，如果负载减小，则进入DCM，一般情况下，我会选择最低输入电压下额定负载的70%为BCM状态。
计算初级匝数
从上面得计算结果可以看到，无论是DCM还是CCM，其实对于同一个变压器来说，初级匝数是不变的。
70%负载情况下，输出功率为=*6*=116W，因此峰值电流为
A D V P I dc PK 94.485
.0*48.0*11511622max 7.07.0=*=***=η， 从这个时刻，如果继续增加负载电流，变压器进入CCM 状态，占空比不变，所以，峰峰值电流也就是这个值，因此ΔI=
满载情况下，输入平均电流
A V p I dc in in 7.1115
195=== 设峰值电流为I PK 则 (I PK +×D/2=in I
I PK =6A
根据△I 占Ipk 的比例，确定△Bmax ，△Bmax/Bmax=△I/Ipk 得到△Bmax=*6=，选择△B 为，计算变压器原边匝数
根据伏秒平衡，可以得到以下公式，
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
从而计算反射电压为Vor=95V
匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf 为整流二极管压降
副边匝数 Ns=18/=,选择6匝，
原边匝数调整为 Np=*6=20
计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
根据△I=Vdc*Dmax/Lp*F ，可以得到变压器原边电感值 uH F I D V L dc p 14010*80*94.448.0*1153
max ==*∆*= 3）QR 模式变压器的设计过程
最低输入电压103V ，最大占空比Dmax 选择，在最低输入电压情况下，变压器工作在临界模式，则根据伏秒平衡
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
Vor= Vdc*Dmax/(1-Dmax)
=103*（）
=95V
匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=95/+1)=
采用0B2203，如果全范围内都工作在QR 状态下，则在同一负载条件下，工作频率只跟随输入电压变化，频率变化比如下：
2)(1)(1⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+*++*+=H L L H Vdc Vf Vo n Vdc Vf Vo n Fs Fs ， 将Vo=、Vf=1V 、VdcL=115V 、n=、VdcH=360V 代入，可以得到FsH=,如果将低压满载工作频率设置在50k ，则高压满载工作频率则工作在*50= k 。
变压器工作在QR 模式时，MOS 管开通时，变压器原边储存能量，在MOS 关关闭时刻完全传递到副边，每个周期变压器原边储存的能量为
25.0I L P *=
变压器传递到副边的总能量等于每个周期传递的能量与频率的乘积，所以
F I L p o ***=η25.0
原边峰值电流可以通过下式得到
F
L D Vdc I **=max 将 Po=166W 、η=、Vdc=115V 、Dmax=、F=50K 带入上式可以得到变压器原边电感 L=156uH
在最低输入电压情况下，初级峰值电流最大，初级电流峰值最大值
A F L D V Ipk L 34.610501015648.0103max min 3
6=****=**=- 初级电流波形为三角波，所以有效值为 A D Ipk I L L RMS 54.23max =*
= 次级电流有效值 A D n Ipk Irms L 81.83
max 1=-*
*= 则初级绕组匝数 2620
.01019034.61015666=****=**=--m e L p B A Ipk Lp N 匝 次级绕组匝数Ns=26/=8匝，选择8匝，则原边调整为27匝
由于负载为两串铅酸蓄电池，最低充电电压按照20V 计算，辅助绕组选择4匝。
MOS 管的选择
初级峰值电流,按照倍余量选择，MOS 管电流选择*=
输入电压最高值360V ，反射电压95V ，考虑尖峰电压100V ，MOS 管耐压按照的余量选择，则MOS 管耐压应不低于 V Vpk Vor Vin V 65385
.0max =++= 库存MOS 管中，满足电压电流条件的型号为FQA13N80，所以选择该型号MOS 管。
输出二极管的选择
变压器变比27:8，当输入电压最高时，折算到副边的电压为
360*8/27=107V
因此二极管承受的反向电压为107+=135V，考虑尖峰电压50V，二极管耐压按照的容量选择，则
V=（135+50）/=218V
副边峰值电流为*27/8=21A
库存最接近的二极管是STTH3003,耐压300V，两个15A二极管并联。