_跳频电台中的CPM符号定时同步和频偏估计
数字通信频偏估计
数字通信频偏估计数字通信中的频偏估计是一个关键问题，它对于确保通信系统的稳定性和可靠性至关重要。
频偏会使传输信号的波形发生偏移，导致误码率升高，影响通信质量。
本文将探讨数字通信中的频偏估计方法。
频偏估计的方法主要包括基于接收信号的频谱分析和基于调制/解调技术的方法。
在接收信号的频谱分析中，通常使用快速傅里叶变换（FFT）等方法来分析接收信号的频谱，以找出可能的频偏。
这种方法需要精确的频谱分析器，并且对噪声和干扰较为敏感。
另一种频偏估计方法是基于调制/解调技术。
这种方法通常使用同步解调技术，如最大似然（ML）或最小均方误差（MMSE）等方法，来估计接收信号的相位偏移。
这种方法需要精确的相位估计和同步技术，适用于高速数字通信系统。
在实际应用中，需要根据系统的特性和要求选择合适的频偏估计方法。
对于一些低速通信系统，可以使用简单的频谱分析方法进行频偏估计。
而对于高速通信系统，则需要使用更精确的调制/解调技术进行频偏估计。
此外，还可以结合多种方法，如自适应均衡、盲源分离等，以提高频偏估计的精度和可靠性。
在进行频偏估计时，需要考虑多种因素，如信道特性、噪声干扰、信号质量等。
这些因素可能会影响频偏估计的准确性，因此需要采取相应的措施来减小这些因素的影响。
例如，可以通过优化滤波器设计、调整参数设置等方法来提高滤波器的性能，从而减小噪声干扰的影响。
总之，数字通信中的频偏估计是一个重要问题，需要采取合适的措施来减小误差和提高通信质量。
在实际应用中，需要根据系统的特性和要求选择合适的频偏估计方法，并采取相应的措施来减小误差和提高通信质量。
同时，还需要不断研究和改进现有的方法和技术，以适应未来通信技术的发展需求。
基于数据辅助的CPM信号捕获与频偏估计算法
Ｊ ｏ ｕ ｒ ｎ ａ ｌ ｏ ｆ Ｄａ ｔ ａ Ａｃ ｑ ｕｉ ｓ ｉ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｎ ｄ Ｐｒ ｏ ｃ ｅ ｓ ｓ ｉ ｎ ｇ Ｖｏ １ ． ３ ０， Ｎｏ ． ３， Ｍａ ｙ ２ ０１ ５， Ｐ Ｐ ． ５ ７ ８— ５ ８ ４
Hale Waihona Puke ＤＯＩ ： １ ０ ． １ ６ ３ ３ ７ ／ ｊ ． １ ０ ０ ４ — ９ ０ ３ ７ ． ２ ０ １ ５ ． ０ ３ ． ０ １ ３
ｈ ｔ ｔ ｐ ： ／ ／ ｓ ｊ ｃ ｊ ． ｎ ｕ ａ ａ ． ｅ ｄ ｕ ． ｃ ａ Ｅ — ｍａ ｉ ｌ ： ｓ ｉ ｃ ｊ ＠ｎ ｕ ａ ａ ． ｅ ｄ ｕ ． ｃ ｎ Ｔｅ ｌ ／ Ｆ ａ ｘ ：— ８ ６ － ０ ２ ５ — ８ ４ ８ ９ ２ ７ ４ ２
并 分析 推 导 了该 算 法 在 较低 信 噪 比条 件 下 的频 偏 估 计 范 围和 估 计 精 度 。仿 真 实验 结 果 表 明 ， 频 偏 估 计 范 围 可 达 士０ ． ２ ５倍 的 符 号 速 率 ， 与 传 统 伪 码 相 关估 计 频 偏 算 法 相 比 ， 该 算法估 计精 度 高， 在 Ｓ Ｎ Ｒ为
（ １ ． 空 军 工 程 大 学信 息 与 导 航 学 院 ， 西安 ， ７ １ ０ ０ ７ ７ ； ２ ． 空 军 工 程 大学 综 合 电子 信 息 系统 与 电子 对 抗 技 术研 究 中心 ， 西安 ， ７ １ ０ ０ ５ １ ）
摘 要 ： 针 对 连 续相 位 调 制 （ Ｃ ｏ ｎ ｔ ｉ ｎ ｕ ｏ ｕ ｓ ｐ ｈ ａ ｓ ｅ ｍｏ ｄ ｕ ｌ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ， Ｃ Ｐ Ｍ） 信 号 同步 问题 ， 提 出 了一种 基 于给 定导
数字调频原理
数字调频原理
数字调频（Frequency Modulation，简称FM）是一种用于调制
和解调信号的调制方式。
它通过改变载波信号的频率来携带信息。
在数字调频系统中，信息信号被转换为数字形式，并与载波信号相乘，使得载波信号的频率按照信息信号的变化而变化。
这种调频方式相对于模拟调频具有许多优势，例如信号质量更稳定、抗干扰能力更强以及噪声影响较小。
数字调频通常使用连续相位调制（Continuous Phase Modulation，简称CPM）来实现。
CPM基于对信号的相位进
行变化，而不是对信号的幅度进行改变。
这种调制方式可以降低信号的带宽，从而提高频谱效率。
此外，数字调频还具有良好的容错性，使得它在无线通信领域得到广泛应用。
数字调频的原理是将信息信号分为离散的样点，并对每个样点进行数字编码。
这些编码可以是二进制码、四进制码或其他形式的码。
编码后的信息信号与载波信号相乘，使得载波信号的频率按照信息信号的编码进行变化。
解调时，接收端将接收到的信号进行解码，并还原出原始的信息信号。
数字调频的实现涉及到频率变换器、数字编解码器以及相位锁定环路等电路。
由于数字技术的发展，现代数字调频系统能够实现更高的速率和更高的频谱效率。
现有的数字调频系统在无线通信、广播电视以及卫星通信等领域得到了广泛的应用。
基于判决反馈的 CPM 信号定时相位联合估计算法
基于判决反馈的 CPM 信号定时相位联合估计算法周荣;刘爱军;潘克刚;王永刚【摘要】A joint timing and carrier phase estimation algorithm is proposed for the synchronization problem of CPM (Continuous Phase Modulation) based on decision data. In light of PAM (Pulse Amplitude Modu-lation) disintegration of CPM signals, timing error and phase error function are deduced from the maxmum likelihood function, and then the estimated timing and phase value is recovered by iteration computation. Firstly, synchronization information is rapidy captured according to the unique code of signal frame, and then the timing and phase error tracked with decision-direct method. Simulation results indicate that the proposed algorithm is close to MCRB in performance while enjoys low operation complexity in nature and easy implementation for engineering.%针对连续相位调制(CPM)信号同步问题，提出了一种基于数据辅助联合直接判决的同步算法。
跳频电台中的CPM符号定时同步和频偏估计
法 ， 同步精度提 高到 ／６ 同时提 出 了采 用预 置频 偏 校 正 法 减 小频 偏 的 影 响 。计 算机 仿 真表 将 １；
明， 该方 法能使 Ｃ Ｍ 的解调性 能接 近 准确 同步 、 Ｐ 无频 偏 的性 能 ， 验证 了 Ｃ Ｍ 在跳 频 电 台 中的 可 实 Ｐ
现性。
关键 词 ： 续相位调 制 （ Ｐ ； 号定 时 同步 ； 连 Ｃ Ｍ） 符 频偏 估计 中图分类 号 ：Ｎ ２ ． Ｔ ９４ ２ 文 献标识码 ： Ａ 文章编号 ：６ ３５ ９ （０ １ ０ －５ －５ １７ ．６ ２ ２ １ ） １ ４０ ０
（ 中国 电子科技 集 团公 司第 ３ ０研 究所 ， 成都 ６０４ ） １０ １
摘
要 ： 出 了一 种 Ｃ Ｍ 的符 号定 时 同步和频 偏估计 方法 。首先分 析 了符 号定 时 同步精 度和 频 率 提 Ｐ
偏 差对 解调性 能影 响 。针 对超短 波跳频 电 台， 出了采 用波形 相 关和 最 大似 然估 计定 时偏 差 的 方 提
究， 文献 ［ ］ 者 提 出 了一种 减 状 态 的迭 代译 码 算 ８作 法 ， 以降低解调 的 复杂 度 。这些 研 究成 果 为 Ｃ Ｍ 可 Ｐ 的实现奠定 了基 础 。
快 、 带窄 ， 频 电磁环境 复杂 ， 常规 采用 Ｆ 调制 ， Ｍ 而采
用 Ｃ Ｍ调制 可 以在 不改变 电 台射频 电路 的情 况下 ， Ｐ
（ ｈ ０ｈＲ ｓ ｒｈＩｓｔ ｅｏ Ｃ Ｔ ， ｈｎｄ １０ １ Ｃ ｉａ Ｔ ｅ３ ｔ ｅｅ ｃ ｔｕ ｆ Ｅ Ｃ Ｃ ｅｇｕ６０ ４ ，ｈｎ ） ａ ｎ ｉｔ
Ａｂ ｔ ａ ｔ ｈ ｎ ｌ ｅ ｃ ｆｓ ｍ ｂ ｌｔｍｉ ｇ ａ ｄ ｃ ｒｉｒｆｅ ｕ ｎ ｙ ｏｆｅ ｎ ｐ ｒｏ ｍａ ｃ ｆｒ ｃ ｉｅ ｓａ ａ ｓ ｒ ｃ ：Ｔ ｅ ｉｆｕ ｎ ｅ ｏ ｙ ｏ ｉ ｎ ｎ ａ ｒｅ ｑ ｅ ｃ ｆ ｔｏ ｅ ｒ ｎ ｅ ｏ ｅ ｅｖ ｒｉ ｎ — ｒ ｓ ｆ ｌｚ ｄ，ａ ｄ ｔ ｅ ｉ ｄ ｆ ｓ ｍｂ ｌｔｍｉ ｇ ｓ ｎ ｈ ｏ ｉａ ｉｎ ａ ｄ ｆｅ ｕ ｎ ｙ ｏｆｅ ｓｉ ｔ ｎ ｆ ｃ ｎ ｉｕ ｕ ｙｅ ｎ ｈ ｎ ａ ｋ ｎ ｏ ｙ ｏ ｉ ｎ ｙ ｃ ｒ ｎ ｚ ｔ ｎ ｑ ｅ ｃ ｆｓ ｔ ｅ ｔｍａｉ ｏ ｏ ｔ ｏ ｓ ｏ ｒ ｏ ｎ
ofdm同步跟踪阶段的频偏估计算法
ofdm同步跟踪阶段的频偏估计算法OFDM（正交频分复用）同步跟踪阶段的频偏估计算法是用于估计发射信号和接收信号之间的频率偏移。
频偏是由传输链路中的时钟不匹配或信道不稳定引起的，如果不加以补偿，将导致接收信号的严重失真。
因此，在接收端需要对信号的频偏进行估计和补偿。
下面将介绍几种常见的OFDM同步跟踪阶段的频偏估计算法。
1.基于导频的频偏估计算法：这是一种常见的频偏估计算法，通过接收端接收到的导频信号来进行频偏估计。
导频信号在OFDM符号序列中被插入，并且知识自带的，因此可以用来估计频率偏移。
一种方法是选择导频信号的相位差，然后通过累积相位差来估计频偏。
2.基于循环前缀的频偏估计算法：循环前缀是OFDM符号的一部分，在接收端被用来抵消多径干扰。
由于循环前缀的重复结构，可以通过观察循环前缀的相干性来估计频偏。
一种方法是通过比较循环前缀的信号与其自身之间的相似度，然后通过频域平均化来估计频偏。
3.基于最大似然估计的频偏估计算法：最大似然估计是一种常用的参数估计方法，可以用来估计频偏。
这种方法基于对接收信号的统计特性进行建模，并通过比较接收信号和模型之间的差异来估计频偏参数。
4.基于小信号分析的频偏估计算法：这种方法是通过在接收端引入一个小的幅度调制信号，并利用该信号分析接收信号和调制信号之间的相位差来估计频偏。
5.基于时域自相关的频偏估计算法：这种方法是通过计算接收信号的自相关函数来估计频偏。
自相关函数的峰值位置可以提供频偏的估计。
综上所述，OFDM同步跟踪阶段的频偏估计算法有多种。
每种方法都有其优缺点和适用场景，选择合适的算法取决于具体的应用需求和系统参数。
OFDM系统的频偏估计算法
OFDM系统的频偏估计算法OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种用于无线通信系统的调制技术，利用多个低速矩形波形的正交子载波进行数据传输。
然而，由于无线信道的频偏和码间干扰等问题，需要对OFDM系统进行频偏估计，以保证数据传输的准确性和可靠性。
频偏是指接收信号中的频率失配，即传输信号与接收信号之间的频率差异。
频偏主要包括两个方面，即连续相位频偏和符号定时误差。
连续相位频偏指接收信号连续的相位偏移，而符号定时误差指接收信号在时域上的不精确对齐。
对于OFDM系统的频偏估计，有许多不同的算法可供选择。
下面介绍几种常见的频偏估计算法：1.周期自相关法：该方法是一种简单但有效的频偏估计算法。
它通过计算接收信号与原始信号的自相关函数来估计频偏。
该算法需要发送信号中有特殊的训练序列，并且要求该训练序列有较好的自相关性质。
2.最小二乘法：最小二乘法是一种常见的参数估计方法，在频偏估计中也有应用。
它通过最小化接收信号与理论信号的残差平方和，来估计频偏参数。
最小二乘法有多种变体，如最小二乘法频率估计法和最小二乘法相位估计法等。
3.峰值法：峰值法是一种简单直观的频偏估计方法。
它通过接收信号的功率谱密度函数的峰值位置，来估计频偏。
该算法需要对接收信号进行频谱分析，并找到功率谱密度函数的主要峰值位置。
4.盲估计法：盲估计法是一种不依赖于已知训练序列的频偏估计算法。
它通过利用接收信号的统计特性来估计频偏。
盲估计法包括基于统计独立性准则的方法和基于高阶统计特性的方法等。
频偏估计算法的性能主要受到信噪比、训练序列长度和信道条件等因素的影响。
通常，在设计OFDM系统时需要综合考虑算法的准确性、复杂度和实时性等因素。
总之，频偏估计是OFDM系统中的重要环节，对确保系统性能具有重要作用。
不同的频偏估计算法适用于不同的应用场景，设计者可以根据具体需求选择适合的算法。
OFDM同步定时估计和频偏估计的算法
clearclcgilen=32;para=512; % Number of parallel channel to transmit (points)fftlen=512; % FFT lengthnoc=512; % Number of carriernd=6; % Number of information OFDM symbol for one loopml=2; % Modulation level : QPSKsr=250000; % Symbol ratebr=sr.*ml; % Bit rate per carrier%gilen=32; %Length of guard interval (points)fullen=gilen+para; %ofdm符号总长deltad=250; %时延deltaf=0.25; %频偏deltaderr=0;%时延均方误差deltaferr=0;%频偏均方误差derr=zeros(1,11);%时延均方误差ferr=zeros(1,11);%频偏均方误差%f=-1;error=zeros(1,11);o=0%************************** main loop part **************************for ebn0=0:2:20o=o+1;%************************** main loop part ************************** nloop=100; % Number of simulation loopsnoe = 0; % Number of error datanod = 0; % Number of transmitted dataeop=0; % Number of error packetnop=0; % Number of transmitted packetfor iii=1:nloop%************************** transmitter*********************************%**************************训练序列**************************** pn = rand(1,para)>0.5;pn = reshape(pn,para/2,2);[ipn0,qpn0] = qpskmod(pn,para/2,1,ml);kmod=1/sqrt(2); % sqrt : built in functionipn0=ipn0.*kmod;qpn0=qpn0.*kmod;sym = ipn0 + i*qpn0;symbuf = zeros(para,1);symbuf(1:2:para,1) = sym;%train1 = symbuf*7; %为什么乘以7train1 = symbuf*15;clear sym;clear symbuf;pn1 = rand(1,para)>0.5;pn1 = reshape(pn1,para/2,2);[ipn1,qpn1] = qpskmod(pn1,para/2,1,ml);kmod=1/sqrt(2); % sqrt : built in functionipn1=ipn1.*kmod;qpn1=qpn1.*kmod;sym = ipn1 + i*qpn1;symbuf = zeros(para,1);symbuf(1:2:para,1) = sym;clear sym;pn2 = rand(1,para)>0.5;pn2 = reshape(pn2,para/2,2);[ipn2,qpn2] = qpskmod(pn2,para/2,1,ml);kmod=1/sqrt(2); % sqrt : built in functionipn2=ipn2.*kmod;qpn2=qpn2.*kmod;sym = ipn2 + i*qpn2;symbuf(2:2:para,1) = sym;train2 = symbuf*5; %为什么乘以5%train2 = symbuf;clear sym;clear symbuf;v = zeros(1,para);kpois=1:2:para;v(kpois) = sqrt(2)*train2(kpois)./train1(kpois); % 含有训练序列对应子载波的相位差信息%************************** Data generation%****************************seldata=rand(1,para*nd*ml)>0.5; % rand : built in function%****************** Serial to parallel conversion%***********************paradata=reshape(seldata,para,nd*ml); % reshape : built in function%************************** QPSK modulation[ich,qch]=qpskmod(paradata,para,nd,ml);kmod=1/sqrt(2); % sqrt : built in functionich1=ich.*kmod;qch1=qch.*kmod;%******************* IFFT ************************x=ich1+qch1.*i;x(:,1)=train1;x(:,2)=train2;y=ifft(x); % ifft : built in functionich2=real(y); % real : built in functionqch2=imag(y); % imag : built in function%********* Gurad interval insertion **********[ich3,qch3]= giins(ich2,qch2,fftlen,gilen,nd);fftlen2=fftlen+gilen;%********* Attenuation Calculation *********spow=sum(ich3.^2+qch3.^2)/nd./para; % sum : built in functionattn=0.5*spow*sr/br*10.^(-ebn0/10);attn=sqrt(attn);%*************************** Receiver ***************************** %*************************加频率偏移和时延***************************[ich3,qch3]=delay(ich3,qch3,length(ich3),deltad);y=ich3+qch3.*i;for k=1:length(ich3);y(k)=y(k)*exp(i*2*pi*deltaf*k/para);endich3=real(y);qch3=imag(y);%***************** AWGN addition *********[ich4,qch4]=comb(ich3,qch3,attn);y=ich4+qch4.*i;%*****************小数频率偏移和时延估计*********************************for d=1:parafor n=1:para/2z1(n)=conj(y(d+n+para/2))*y(d+n);endp1(d)=sum(z1);for n=1:para/2z2(n)=abs(y(d+n+para/2)).^2;endp2(d)=sum(z2);endp=abs(p1).^2./(p2.^2);plot(p);%c=linspace(-150,150,256);%stem(c,p);%grid on;[a a1]=max(p); % 求最大值th=a*0.9;xulie1=p(1:a1-1);xulie2=p(a1+1:end);[j1 j2]=min(abs(xulie1-th));[j3 j4]=min(abs(xulie2-th));if(mod(j2+j4+a1,2)==0)j5=(j2+j4+a1)/2;elsej51=(j2+j4+a1-1)/2;j52=(j2+j4+a1+1)/2;[j53 j54]=max([p(j51) p(j52)]);j5=j54+j51-1;end%********************求小数陪频偏***********************f=-angle(p1(j5))/pi;%这是一种最大似然方法联合实现符号定时同步和载波同步的方法% 具体的推导见《OFDM移动通信技术原理与应用》4.6节P104%m =m-1;% 公式推导中的d实际上是delay 了d-1 个样值 wm added %********************定时估计方差***********************%********************小数倍频偏补偿***********************%r1=y;%ich5=real(r1);%qch5=imag(r2);for k=1:length(ich4);y(k)=y(k)*exp(i*2*pi*(-f)*k/para);end%********************整数倍频偏估计***********************r1 = fft(y(gilen+deltad+1:para+gilen+deltad));r2 = fft(y(2*gilen+deltad+para+1:2*para+2*gilen+deltad));for n=2:2:para/2-1for k=1:2:para/2-nz11(k)=conj(conj(r1(k+n))*r2(k+n))*v(k); endr11(n)=sum(z11);for k=para/2-n+2:2:para/2z22(k)=conj(conj(r1(k+n-para/2))*r2(k+n-para/2))*v(k);endr22(n)=sum(z22);x=r11+r22;endfor k=1:2:para/2z33(k)=2*abs(r2(k)).^2;endq=sum(z33);F=abs(x).^2./(q.^2);b=max(F); % 求最大值g=find(F==b) ; % 求最大值所在位置%plot(abs(x));%plot(F);%********************频偏的估计值***********************l=g+f; %频偏估计值%********************同步估计均方误差计算*********************** deltaderr=deltaderr+(j5-16-deltad)^2;deltaferr=deltaferr+(f-deltaf)^2;endderr(o)=sqrt(deltaderr/(nloop))ferr(o)=sqrt(deltaferr/(nloop))endfigure(1);grid onsemilogy(0:2:20,ferr,'x--b');hold onsemilogy(0:2:20,ferr,'x--b');hold on。
一种新的cpm信号载波同步算法
一种新的cpm信号载波同步算法
一种新的CPM信号载波同步算法
CPM（Continuous Phase Modulation）是一种连续相位调制方式，它在抗多径衰落、高噪声环境中具有较好的效能。
然而，由于CPM信号特性，传统的载波同步方法大多无法使用，因此有必要开发一种新的CPM信号载波同步算法。
本文提出了一种新的CPM信号载波同步算法，该算法基于在CPM信号中存在的空间相关性，从而可以有效地抵抗噪声干扰。
具体而言，首先计算输入CPM信号的空间相关度矩阵，然后通过SVD（Singular Value Decomposition）将其分解为正交矩阵的乘积，从而对空间相关度矩阵进行正交变换，随后根据正交变换结果计算得出载波同步信号。
为了评估该算法的性能，我们使用Matlab仿真，仿真结果显示，当信噪比较大时，该算法的同步精度与传统的载波同步算法相比，有明显的改善。
本文提出的CPM信号载波同步算法具有较好的性能，可以有效地抵抗噪声干扰，从而提高CPM信号传输的可靠性。
未来的工作将集中于提高该算法的实时性，使其能够应用于实际的通信系统中。
以上就是本文关于“一种新的CPM信号载波同步算法”的详细介绍，本文提出的CPM信号载波同步算法可以有效地抵抗噪声干扰，从而提高CPM信号传输的可靠性。
未来的工作将集中于提高该算法的实时性，使其能够应用于实际的通信系统中。
cpm连续相位调制
CPM连续相位调制简介CPM（Continuous Phase Modulation，连续相位调制）是一种数字通信中常用的调制技术。
与常见的调幅、调频等调制方式不同，CPM在传输数据时保持了相位的连续性，具有较好的抗干扰性和频谱利用效率。
在CPM中，信息被编码到信号的相位上。
通过改变相位来表示不同的数据符号，从而实现信息的传输。
与其他调制方式相比，CPM能够更好地适应信道噪声和非线性失真等干扰，并且具有较高的频谱效率。
CPM调制方法1. CPM基本原理CPM通过改变信号的瞬时频率来实现数据传输。
在每个数据符号周期内，信号的瞬时频率会按照一定规律进行变化。
这种相位和频率之间存在特定关系的调制方式被称为连续相位调制。
2. CPM波形设计CPM波形设计是指根据需要传输的数据和特定要求，确定合适的波形参数来实现最佳传输效果。
波形设计包括选择合适的载波频率、确定数据符号周期、选择合适的相位转移函数等。
3. CPM调制方式CPM有多种不同的调制方式，常见的有CPSK（Continuous Phase Shift Keying，连续相位移键控）、CPFSK（Continuous Phase Frequency Shift Keying，连续相位频率移键控）等。
•CPSK是一种基于相位调制的CPM方式。
它将每个数据符号对应的不同相位映射到信号中，通过改变信号的相位来传输数据。
•CPFSK是一种基于频率调制的CPM方式。
它将每个数据符号对应的不同频率映射到信号中，通过改变信号的瞬时频率来传输数据。
4. CPM编码和解码在CPM中，需要对数据进行编码和解码以实现正确的传输。
编码和解码算法通常基于Viterbi算法等技术，通过最大似然判决来恢复原始数据。
CPM特点与优势1. 抗干扰性强由于CPM在传输过程中保持了相位连续性，因此具有较好的抗干扰性能。
即使在高噪声环境下，也能够保持较低的误码率。
2. 频谱利用效率高CPM具有较高的频谱利用效率。
_跳频电台中的CPM符号定时同步和频偏估计
3. 3 频偏对同步性能影响仿真
针对超短波电台收发频偏最大可达 900 H z ,仿 真了频 偏 对 同步 和 解 调 性能 的 影 响。 在 S NR = 14 dB 情况下, 不同频偏下的归一化相关峰值 , 如图 频偏在 CPM 信号中表现为相位噪声 , 相位噪声 会影响分支距离度量值, 使解调性能恶化。因此在 方案实施中必须考虑频偏的影响, 需要作频偏估计。 3 所示。
收稿日期 : 2010 -01-25
修订日期 : 2010-04-24
2011年 第 1 期
刘
强 等 : 跳频电 台中的 CP M 符号定时同步和 频偏估计 ^
55 r ( t- T ) ] = r ( t- T ) ] =
* *
同步精度和频偏对 CPM 调制的性能影响较大。文 献 [ 9]提出了一种基于同步头的 CPM 接收机算法 ; 文献 [ 10] 研究了一种符号定时同步和载波相位偏 移估计算法 ; 文献 [ 11] 提出 了相关同步, 但仅分析 了 75 H z频偏对同步性能的影响; 文献 [ 12] 提出了 全响应 CP M 信号载波同步 , 利用滑动观测 , 通过多 次迭代逐次逼近 , 但这种方法运算时间长 , 不适合跳 频电台使用。对于超短波跳频电台, 收发会存在很 大频偏 , 甚至 达到 900 H z; 跳频 驻留时 间短 , 仅为 1~ 5 m s , 要求同步时间短 , 同步开销小。因此, 有必 要研究一种适合超短波跳频电台应用的同步技术。
Symbo l Ti m ing Synchron iza tion and Frequency Offset Esti m ation of CP M in VHF Radio
LI U Q iang, L I X iao -dong , S U Y ang
CPM在超短波电台中的应用研究
CPM在超短波电台中的应用研究
高速跳频通信是扩频通信中一种十分有效的抗干扰措施,高效的调制方式是其中的关键之一。
多进制连续相位调制制度,以其频谱利用率高、功率利用率高和包络恒定的优势受到了广泛重视。
在简要介绍了连续相位调制原理之后,本文着重研究了连续相位调制信号的解调方法。
在针对部分响应连续相位调制的结合判决反馈减少状态序列检测的基础上,介绍了一种减少状态的差分序列检测方法。
其次对硬件平台2DSP+FPGA的设计和构建进行了介绍,进而介绍了跳频通信的基本原理,用matlab在不同信噪比情况下进行了仿真,在跳频电台中实现了连续相位调制方式及其解调算法,完成了信道噪声条件下连续相位调制方式的带宽和误码性能测试。
最后介绍了数据链路层FEC传输方式的帧结构,完成了链路层软件编写。
定时与同步
32
第6章 定时与同步
（2）.载波相位误差对单边带信号的影响
载波相位误差Δφ引起双边带解调系统的信噪比下 降，误码率增加。当Δφ近似为常数时，不会引起波形 失真。 然而，对单边带和残留边带解调而言，相位误差 Δφ不仅引起信噪比下降，而且还引起输出波形失真。
第6章 定时与同步
第六章
定时与同步
安全防范系
1
第6章 定时与同步
6.1
同步的概念
一、同步：是指收发双方在时间上保持步调一致。
二、同步的分类：
载波同步－－同频同相相干载波； 位（码元）同步－－节拍一致、相位可调； 群同步－－ 帧同步； 网同步（通信网中用）。 同步信号来自于___???______；在通信系统中，通常都 是要求同步信息传输的可靠性高于信号传输的可靠性。
5
第6章 定时与同步
群同步
对于数字时分多路通信系统，各路信码都安排在 指定的时隙内传送，形成一定的帧结构。 为了使接收 端能正确分离各路信号，在发送端必须提供每帧的起 止标记，在接收端检测并获取这一标志的过程，称为 帧同步。
这是识别数据格式的基础，即帧起止位置的识别。
6
第6章 定时与同步
网同步
显然，为了保证通信网内各用户之间可靠地 通信和数据交换，全网必须有一个统一的时间标
解决？
20
第6章 定时与同步
2. 同相正交环法（科斯塔斯环） 模型：
mt cos c t
输入已调 信号 载波输出
v3 v1
低通
v5 v7
同相载波 正交载波 双PLL环
2 相移
压控振 荡器
环路滤 波器
v2 v4
一种CPM信号检测与定时同步算法
一种CPM信号检测与定时同步算法钟凯;葛临东;巩克现【期刊名称】《计算机工程》【年(卷),期】2011(037)021【摘要】针对传统连续相位调制(CPM)接收机检测复杂度高和定时同步困难的问题,提出一种CPM信号联合检测与定时同步算法.基于低维Walsh信号空间分解CPM信号,在低通滤波器中采用子区间采样器代替大量匹配滤波器,利用面向判决的方式进行定时同步.仿真实验表明,该算法的复杂度较低,适用于多数CPM调制方案.%Aiming at the problem of high detection complexity and timing synchronization difficulty in Continuous Phase Modulation(CPM), this paper proposes a reduced-complexity detection and timing synchronization algorithm. It is based on a decomposition in the Walsh signal space. The receiver is just the ordinary linear filter followed by a subinterval sampler instead of the matched filters, and the synchronization is direct decision. Simulation results show that this algorithm exhibits excellent performance and may be employed with most CPM scheme.【总页数】3页(P77-79)【作者】钟凯;葛临东;巩克现【作者单位】解放军信息工程大学信息工程学院,郑州450002;解放军信息工程大学信息工程学院,郑州450002;解放军信息工程大学信息工程学院,郑州450002【正文语种】中文【中图分类】TP393【相关文献】1.一种新的CPM信号载波同步算法 [J], 韩立峰;尚耀波;张东伟2.基于 PAM分解的高阶部分响应CPM信号盲定时同步算法 [J], 钟凯;彭华;葛临东3.Multi-h CPM信号无数据辅助的反馈定时同步算法 [J], 周国伟;王旭东4.一种新的CPM信号载波同步算法 [J], 韩立峰;尚耀波;张东伟;5.一种新的CPM信号载波同步算法 [J], 韩立峰;尚耀波;张东伟因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
cpm连续相位调制
cpm连续相位调制CPM连续相位调制是一种数字调制技术，它在通信系统中被广泛应用。
其主要优点是具有较高的抗噪声性能和频谱效率。
本文将从以下几个方面对CPM进行详细介绍。
一、CPM的基本原理CPM是一种基于相位调制的数字调制技术，它通过改变信号的相位来实现信息传输。
与常见的二进制相移键控（BPSK）、四进制相移键控（QPSK）等技术不同，CPM采用连续相位变化来表示数字信息。
例如，在一个时隙内，如果要传输一个“1”，则信号的相位会从初始值连续变化到一个特定的目标值；如果要传输一个“0”，则信号的相位将保持不变。
二、CPM的优点1. 抗噪声性能好：由于CPM采用连续相位变化来表示数字信息，因此其抗噪声性能比BPSK和QPSK等技术更好。
这是因为在传输过程中，如果信号受到干扰或失真，只会导致信号的相位发生微小偏移，而不会导致整个信号发生大幅度变化。
2. 频谱效率高：由于CPM采用连续相位变化来表示数字信息，因此其频谱效率比BPSK和QPSK等技术更高。
这是因为在一个时隙内，CPM可以传输多个符号，从而提高了信息传输的速率。
3. 误码率低：由于CPM采用连续相位变化来表示数字信息，因此其误码率比BPSK和QPSK等技术更低。
这是因为在传输过程中，如果信号受到干扰或失真，只会导致信号的相位发生微小偏移，而不会导致整个信号发生大幅度变化。
三、CPM的实现方式1. 常见的CPM调制方式有哪些？常见的CPM调制方式有GMSK（Gaussian Minimum Shift Keying）、2FSK（Two Frequency Shift Keying）和4FSK（Four Frequency Shift Keying）等。
2. GMSK调制如何实现？GMSK调制可以通过将数字信号进行高斯滤波、限幅、相位调制等步骤来实现。
具体步骤如下：（1）对数字信号进行低通滤波，以去除高频噪声。
（2）对滤波后的信号进行高斯滤波，以使其具有平滑的频谱特性。
一种新颖的全响应CPM信号载波频偏同步法
一种新颖的全响应CPM信号载波频偏同步法
白传芳;陈其先;邓亮;彭博
【期刊名称】《通信对抗》
【年(卷),期】2008(000)001
【摘要】连续相位调制(CPM)具有许多线性调制法难以比拟的优势,但是其接收机实现复杂度高,信号同步困难.通过对CPM信号相位的分析研究找到相位变化特殊点,在这些点上相位的影响仅由频偏决定.据此提出了一种基于2P幂-滑动观测窗的快速收敛频偏估计算法.仿真表明,在系统开销较小的情况下该算法能很快实现精度足够的载波同步.
【总页数】3页(P35-37)
【作者】白传芳;陈其先;邓亮;彭博
【作者单位】解放军理工大学通信工程学院,江苏南京,210007;解放军61345部队,陕西西安,710100;解放军理工大学通信工程学院,江苏南京,210007;解放军理工大学通信工程学院,江苏南京,210007;解放军61345部队,陕西西安,710100
【正文语种】中文
【中图分类】TN97;TN91
【相关文献】
1.一种多天线接收的全响应CPM信号解调方法 [J], 邵怀宗;吴迪;周莹
2.一种新颖的Multi-h CPM信号符号速率盲估计算法 [J], 张韬
3.一种新颖的CPM信号接收技术 [J], 赵晓绚;江中;罗汉文
4.一种高效的APSK调制信号载波频偏估计算法 [J], 李东波;欧阳喜;
5.全响应CPM信号的一种非相干接收技术 [J], 蓝静;罗代升;龙建忠
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频率偏移和符号定时误差的盲估计方法
频率偏移和符号定时误差的盲估计方法
吴涛;戴旭初
【期刊名称】《数据采集与处理》
【年(卷),期】2005(20)3
【摘要】提出一种适合于频率选择性多径衰落信道的频率偏移和符号定时误差的盲估计方法,该方法主要利用由过采样接收信号所引入的二阶循环平稳特性.通过理论分析,建立了接收信号的循环自相关函数与频率偏移和定时误差之间的关系,在此基础上,导出了频率偏移和定时误差的盲估计算法.本文算法的主要特点是不需要训练序列,而且不依赖于信道衰落和加性噪声的分布特性(时间相关或无关,高斯或非高斯),特别是它适用于信号星座图为圆形分布或非圆形分布的线性调制信号.通过Monte Carlo仿真实验,在各种不同的条件下对本文提出的盲估计算法的性能进行比较,表明了它的有效性.
【总页数】6页(P291-296)
【作者】吴涛;戴旭初
【作者单位】中国科学技术大学电子工程与信息科学系,合肥,230027;中国科学技术大学电子工程与信息科学系,合肥,230027
【正文语种】中文
【中图分类】TN911.72
【相关文献】
1.多径信道下OFDM系统的采样频率偏移盲估计方法 [J], 李兵兵;孙珺;刘明骞
2.基于边带最大化准则的频偏与定时联合盲估计方法 [J], 邵世才;许小东;路友荣;戴旭初;徐佩霞
3.可编程控制器定时扩展方法及其定时误差分析 [J], 陆春元
4.一种用于OFDM符号定时跟踪的盲估计算法 [J], 刘文强;王呈贵
5.浅议降低51单片机定时器定时误差的几种方法 [J], 冯伟
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cpm连续相位调制
cpm连续相位调制
CPM连续相位调制是一种数字通信调制技术，它将数字信号转换为连续的相位调制信号，从而实现高效的数据传输。
与其他数字调制技术相比，CPM具有更好的抗噪声性能和更高的频谱效率。
相位调制是一种将数字信息编码为信号相位的调制技术。
在CPM 中，相位调制信号是连续的，即相位随时间连续变化。
CPM中最常用的调制方式是线性频率调制（LFM）和二进制相位调制（BPSK）的组合。
在CPM中，数据信号被编码为离散的符号序列，每个符号对应一段时间内的相位调制信号。
CPM的关键是设计一个恰当的相位调制函数，它决定了相邻符号之间的相位差。
相位调制函数可以选择多项式函数、三角函数等形式，不同的函数会影响到CPM的性能。
CPM的优点在于它可以在有限的带宽内传输更多的信息。
CPM的频谱效率比其他数字调制技术更高，因为它采用了连续相位调制，从而可以在单位时间内传输更多的符号。
此外，CPM具有更好的抗噪声性能，因为相邻符号的相位差很小，即使信号受到噪声干扰也不容易引起误码。
在实际应用中，CPM被广泛用于卫星通信、数字电视、移动通信等领域。
例如，在数字电视中，采用CPM可以将高清视频和音频信号传输到用户设备，以提供更好的视听体验。
在移动通信中，采用
CPM可以提高数据传输效率，从而提高用户体验和网络容量。
CPM是一种高效的数字调制技术，具有高频谱效率和良好的抗噪声性能。
它在许多领域都有广泛的应用，可以提高通信效率和用户体验。
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C orrela tion =
i= 0
( Ii + j Qi )
( Ii + j Qi )
*
( 11 )
BPSK 信号采用 4 倍采样 , 则定时同步 精度为 [ - (T s /8 ), + ( T s / 8 ) ]。如果采用更高的 采样率, 虽然可以提高同步精度 , 但会带来相关峰的下降 , 同 时增大实现复杂度。
0 引
言
CPM 调制具有很多优点 , 但这些优点是依靠提 升算法的复杂度来实现的。很多学者对 CPM 的解 调算法
[ 2, 3]
连续相位调制 ( CPM, continuous phase m odula t io n) 信号具有相位连续、 包络恒定、 带外辐射小、 旁 瓣衰减快等特点 , 一直受到关注。在军事通信领域 , [ 1] 特别是在超短波通信 领域 , 超短波跳频电台跳速 快、 频带窄, 电磁环境复杂, 常规采用 FM 调制, 而采 用 CPM 调制可以在不改变电台射频电路的情况下 , 升级基带算法就能提高电台通信速率。因此 CPM
3 同步技术研究
3 . 1 波形相关
采用 基于数 据辅助 同步 方法 , 主 要是利 用已 知的辅 助数据参与同步计算, 实现较简单, 同步时 间短, 适合于 超短波 跳频 电台。其 中同 步头 选为 31 b it BPSK 信号。由于 CPM 调制信号是非线性相 位调制 , 不能像线性相位调制那样, 直接采用波形相 关获得定时同步 , 所以采用 BPSK 信号作为同步头。 31 b it同步头采用 31 b it m 序列 , 以保证波形相 关时具 有较 好的 自相 关性。设接收 到的 31 符号 BPSK 同步头 样 点 为 { I 0 + Q j 0, I1 + j Q 1, , I123 + Q 123 } ( BPSK 同步头的采样速率为 4 倍符号速率 ) , j 本地保存的 31 符号 BPSK 同步头为 { I0 + j Q 0, I1 + Q 1, j , I123+ j Q 123 }, 则相关运算可表示为 ( * 表示 复数共轭 )
3. 3 频偏对同步性能影响仿真
针对超短波电台收发频偏最大可达 900 H z ,仿 真了频 偏 对 同步 和 解 调 性能 的 影 响。 在 S NR = 14 dB 情况下, 不同频偏下的归一化相关峰值 , 如图 频偏在 CPM 信号中表现为相位噪声 , 相位噪声 会影响分支距离度量值, 使解调性能恶化。因此在 方案实施中必须考虑频偏的影响, 需要作频偏估计。 3 所示。
第 1期 2011 年 2 月
Journa l of CA EIT
V o.l 6 No . 1 F eb. 2011
工程与应用
跳频电台中的 CP M 符号定时同步和频偏估计
刘 强, 李晓东, 苏 旸
610041) (中国电子科技集团公司第 30研究所 , 成都 摘
要 : 提出了一种 CPM 的符号定时同步和频偏估计方法。 首先分析了符号定时同步精度和频率
和性能进行了研究。文献 [ 4~ 来自] 对 CPM调制在选取各种参数下的性能进行了仿真研究, 文 献 [ 7] 对 CPM 调制在衰落信道下 的性能进行了研 究, 文献 [ 8] 作者提出了一种减状态的迭代译码算 法, 可以降低解调的复杂度。这些研究成果为 CPM 的实现奠定了基础。 但 CPM 调制并没有广泛实现, 主要原因还在于
L
q ( t) =
0
g( ) d
( 3)
信道带宽 符号速率 数据速率 纠错编解码
1 . 2 CPM 解调算法
将似然函数定义为
~ ( n+ 1) T ~
信道模型
Jn ( I ) =
~ ( n+ 1) T nT
r( t)
~
s( t; I ) d t
~
( 4)
放大器
写成递推的形式 J n ( I ) = Jn - 1 ( I ) + Z n ( I )
-2 - 4
Zn ( I ) =
R e{ r ( t )
e
- j[ 0 t+ ( t , I ) + 0]
~
通过式 ( 5 ) 可以递推计 算似然函数, 其中增量 是第 n 个 码元 间隔 内接 收 信号 与估 计信 号 的相 关值。
1 . 3 差分运算
差分运算的正交和同相分量的输出为
56
123
2011 年第 1 期
为载波的初始相位 ; T 为码 (t ; I)
元周期 ; E 是一个码元 周期内的信号能量; 是带有发送信息的相位, 其定义为
n
2 同步精度对 CPM 性能的影响
针对 CPM 在窄带跳频电台中的应用, 在 25 k Hz 带宽传 64 Kbps数据, 采用 M atlab 进行仿真, 仿真中 模拟了 C 类功放。仿真参数见表 1 。
收稿日期 : 2010 -01-25
修订日期 : 2010-04-24
2011年 第 1 期
刘
强 等 : 跳频电 台中的 CP M 符号定时同步和 频偏估计 ^
55 r ( t- T ) ] = r ( t- T ) ] =
* *
同步精度和频偏对 CPM 调制的性能影响较大。文 献 [ 9]提出了一种基于同步头的 CPM 接收机算法 ; 文献 [ 10] 研究了一种符号定时同步和载波相位偏 移估计算法 ; 文献 [ 11] 提出 了相关同步, 但仅分析 了 75 H z频偏对同步性能的影响; 文献 [ 12] 提出了 全响应 CP M 信号载波同步 , 利用滑动观测 , 通过多 次迭代逐次逼近 , 但这种方法运算时间长 , 不适合跳 频电台使用。对于超短波跳频电台, 收发会存在很 大频偏 , 甚至 达到 900 H z; 跳频 驻留时 间短 , 仅为 1~ 5 m s , 要求同步时间短 , 同步开销小。因此, 有必 要研究一种适合超短波跳频电台应用的同步技术。
Abstract : T he in flu ence of sym bo l ti m ing and carrier frequency offset on perform ance of receiver is ana ly zed , and th en a k in d of symbol ti m in g synchron izat io n and frequency o ffset esti m ation of contin uous phase m odulat ion ( CPM ) is deve lo ped. W ith using d irect w ave corre lation of p ilot symbols and m ax i m um lik elih ood esti m ation , the t i m ing errors is decreased less than T s / 16 . And frequency offset esti m ation er rors is li m ited in to 100 H z based on correlat ion of pilo t sym bo ls . Si m ulat ion results show it has good es ti m ation precisio n and the perfor m ance of CPM rece iv er is i m proved . K ey w ord s : CPM; symbol ti m in g synchron iza tio n ; frequency offset esti m ation 调制适合在超短波电台中实现窄带高速传输。
偏差对解调性能影响 。针对超短波跳频电台, 提出了采用波形相关和最大似然估计定时偏差的方 法 , 将同步精度提高到 T s / 16 ; 同时提出了采用预置频偏校正法减小频偏的影响 。 计算机仿真表 明 , 该方法能使 CPM 的解调性能接近准确同步 、 无频偏的性能 , 验证了 CPM 在跳频电台中的可实 现性。 关键词 : 连续相位调制 ( CPM ); 符号定时同步 ; 频偏估计 + 中图分类号 : TN 924 . 2 文献标识码 : A 文章编号: 1673 -5692( 2011) 01 -054 -05
~
( 5) } d t ( 6)
同步精度 对 CPM 性 能 的影 响 的同 步 精度 对 CPM 性能影响的仿真结果 , 如图 1 所示。在 10 误 码率下, 同步精度为 T s / 8 , 信噪比将恶化 1 dB, 同步 精度为 T s /16 、 T s / 32 时, 性能与 无偏差接近。因此 实现中同步精度需要达到 T s /16 , T s 表示符号时间 周期。 同时仿真了频偏对 CPM 解调性能的影响 , 如图 2 所示。从仿真结果可以看出, 在 10 的误码率下, 900 H z的频偏将导致信噪比恶化 2 . 5 dB。
I ( t ) = Re [ r ( t) Q ( t) = I m [ r( t)
^
( 7)
cos[ ( t) - ( t - T ) ] ( 8) sin [ ( t) - ( t- T ) ] 即后一个符号序列减去前一个符号序列, 经差 分运算的接收信号可以写成 r( t ) = I ( t ) + jQ ( t ) ( 9) 将接收信号代入式 ( 6 ) 与所有可能的发送状态 作相关运算, 得
~ ( n+ 1)T nT
^
^
Zn ( I ) =
I ( t) ( t - T, I ) ] d t + ( 10 )
^
1 CPM 调制基本原理
1 . 1 CP M 调制信号
调制后的 CPM 信号可以用式 ( 1) 表示。 s( t) = 2 E cos[ 2 f c t + ( t; I ) + T