超声诊断仪中数字波束形成的设计

μ 姨6N
式中，sinc（x）= sincπ（xπx），μ=fs/f（0 fs 为 A/D 采样频率，f0 为中心
频率） 表示中心频率的一个周期内离散延时的个数，N 为阵列
中阵元个数。 式（1-1）表明，N 和 μ 是确定延时量化误差的主要因素。对
于 16 通道系统，当中心频率为 3.5 MHz 时，要使旁瓣电平限制 在 -40 dB 以下，μ 不能小于 32，即 fs≥32f0，此时延时步长约为 9 ns；当通道数为 32 时，μ≥22，延时精度需达到 12 ns；当通道 数为 64 时，μ≥16，延时精度需达到 18 ns。
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现代生物医学进展
Progress in Modern Biomedicine 2009 Vol.9 No.1
超声诊断仪中数字波束形成的设计
张晓辉 张 凯 邱文静
（东南大学信息科学与工程学院 江苏 南京 210096）
摘要：数字接收波束形成是影响医学超声成像系统的性能及硬件复杂度的关键部分。它要求 A/D 采样率大大高于奈奎斯特频率 以满足延时精度的要求，较高的采样率必然导致较高的存储量。本文详细讨论了两种波束形成方法 ---- 非均匀采样波束形成和均 匀采样波束形成的基本结构和实现过程，并对其性能和复杂度作对比分析，总结出各自的优缺点，选择最佳的实现方法。 关 键 词 ：均匀采样；非均匀采样；数字波束形成 中图分类号：R445.1 文献标识码：B 文章编号：1673-6273（2009）01-128-03
前言
在医学超声成像系统中，接收波束形成的设计是一个核心 的问题。性能优良的接收波束形成器，能在减轻后续处理负担 的同时，提高成像的质量、降低硬件的复杂度。随着高速、高分 辨力模数转换器和大规模集成电路技术的快速发展，以及一系 列新的动态延时方案的提出，尤其是 FPGA 器件性能的大幅提 升，使得数字接收波束形成技术在实时超声成像领域中趋于成 熟并逐渐占据主导地位。相对模拟波束形成技术，数字接收波 束形成技术可实现跟踪式动态接收聚焦动态变迹和动态孔径 等，使全程声场时空特性得到改善，获得高质量的声束，使系统 的分辨力接近理论水平；能保证获取信号的准确性和系统的稳 定性；有利于系统的小型化。
1 量化误差分析
作者简介：张晓辉，（1983-），男，硕士研究生， 研究方向：数字化超声诊断仪 联系地址：南京市东南大学（四牌楼 2 号）健雄院 201-5 室， 邮编：210096，Email: chirs1026@ （收稿日期：2008-07-03 接受日期：2008-08-23）
重复的起始点，RAM 重复输出前一段数据，直到下一个地址 点。此结构能大大降低数据的存储量，利于 FPGA 的实现。
图 5 动态聚焦控制 Fig. 5 Dynamic focusing controlling
以上是以线阵为例进行的讨论，凸阵时情况类似，只是 ROM 和 RAM 的大小有所差别。
4 总结
Design of Digital Beamforming in Diagnostic Ultrasound
ZHANG Xiao-hui, ZHANG Kai, QIU Wen-jing （School of Information Science and Engineering, Southeast University, Nanjing, 210096） ABSTRACT: Digital receiving beam-forming is one of the most important parts which govern the performance and complexity of a medical ultrasound imaging system. It is required that the returning signal received by transducer is sampled at a rate significantly higher than the Nyquistrate, then resulting in larger memory.In this paper,we discussed the basic architecture and procedure of two schemes including nonuniform sampling beamforming and uniform sampling beamforming, and compared their advantages and disadvantages in performance and complexity to choose the best one. Key words: Uniformsampling;Nonuniformsampling; Digital beamforming Chinese Library Classification: R445.1 Document code: B Article ID: 1673-6273（2009）01-128-03
数。式（2-1）可改写成
N-1
Σ b（kT）= Xn（t）·δ（t（- kT-τn）） n=0
（2-2）
从式（2-2）可以看出，将采样与延时操作结合起来（如图 1 所
示），其结构如图 1 所示：
该方案中各通道 A/D 转换器的采样开始时刻和采样频率
要的存储器容量与均匀采样法需要的源自储器容量的比值近似 等于回波各通道间的最大时延与超声波到达最大偏向角上最 远聚焦深度处的往返时间的比值。
3 均匀采样波束形成
非均匀采样虽然可以使得存储器容量大大减小，但是由于 采样时钟发生器的速度限制，使得它的控制结构和实现变得很 复杂。均匀采样因其结构简单而更易于实现。如图 3 所示：
图 3 基于均匀采样的延时－相加数字波束形成器 Fig 3 Delay-added beamforming based on uniform sampling A/D 选用 12 bit、双通道的转换器，这样的话可以两个通道 合用一个 A/D，可以有效的减小硬件的体积。缓存模块为简单 双口 RAM，一个端口写入数据，另一个端口读出数据，RAM 只 缓存每个阵元的相对延时数据，存储单元数由最大偏转角方向 上阵元间最大的时延决定，首先从 ROM 中读出聚焦延迟数据 （延时数据事先算好并存储在 ROM 中），以 ROM 的读出数据 控制 RAM 的数据写入和读出，输出动态聚焦所需的数据。变 迹控制部分是对每个存储器读出的数据分别乘以不同的加权
非均匀采样法中，也有两种类型的存储单元，一个是采样 时钟发生表（SCG），它为每个通道产生采样时钟；另一个就是 FIFO。采样时钟发生表的结构如图 2 所示。
由于不再需要存储整个接收期间所有回波的数据，因此存 储器的容量可以大大减小，FIFO 的深度只由接收回波的最大 延迟时间决定，即需要同相输出的最后一个信号和第一个信号 到来的时间差决定。在相同的采样速率下，非均匀采样法所需
2 非均匀采样波束形成
为了保证成像的质量，需采用较高的采样速率，存储量的 要求也随之大大提高。为了降低采样速率，有非均匀采样和均
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匀采样两种实现方法。非均匀采样是基于 Song. B. Park 等人提
图 2 采样时钟发生器的结构 Fig 2 Block diagram of sampled clock generator
当超声信号的中心频率改变（一般带宽也会改变）时，需要 改变的参数主要有主时钟频率 fm 和 A/D 的采样频率 fs。由于采 样时钟发生器的速度限制，fm 不能任意增加；由于 FIFO 和 A/D 的速度及大小限制，fs 也不能任意增加。但是，因为 fm=μf0 中 μ≠1，而 fs 接近于 f0，所以当换能器的中心频率增加时，采样时 钟发生器的速度限制将是非均匀采样法最主要的难题。
图 4 计算延时的阵元结构 Fig 4 Geometry used for calculating the required delays
线 性 扫 查 时 ，τ=
姨姨F2
2
+（N-1）
2
*d
/4
-
姨F2
2
+（nd）
姨，当
n=0，F=0 时，τmax= （N-1）·d/2/c，则 RAM 最大的存储单元为：
图 1 基于非均匀采样的延时 -- 相加数字波束形成 Fig 1 Delay-added beamforming based on nonuniform sampling
并不相同，即非均匀采样。一般通过计数器来实现延时聚焦控 制的功能。接收期开始后，各通道的接收延时计数器同时开始 倒计数，当某一个通道的接收延时计数器倒计数至零时，便产 生该通道的第一个采样脉冲。各通道计数器的初始数值并不相 等，所以各通道上初始采样脉冲出现的时间并不同步。通过事 先计算好的延迟量来预设计数器的初值，各通道的采样时钟根 据聚焦深度的不断变化动态地跟踪回波脉冲到达换能器的时 刻，即可以实现各通道上的 A/D 同步采集并非同步到达的同 一波阵面上的回波信号。此后接收延时计数器工作于固定分频 状态，即输出固定频率的采样脉冲。为了动态聚焦的需要，各通 道 A/D 的采样时钟一般并不具有等间隔的特性，而是根据动 态聚焦特性产生采样时钟。可见，该方式下，聚焦延时的精度由 计数器的最小计数单位时间决定，一般采用高速数字电路器件 后，可达到 10 ns 的延时精度。该方法的难点在于 A/D 采样时 钟的控制。
数字化动态聚焦中，对每个成像点进行一次聚焦，把各个
阵元的接收回波数据进行相加即为这个点的接收回波信号。因
此，采样率是决定量化误差（聚焦延时）的最重要因素。 延时量化误差用其均方根与主瓣幅度的比值来衡量 [1]，可
表示成