多电平逆变器主要控制策略综述

多电平逆变器主要控制策略综述( 本站提供应用行业：阅读次数：1082) 【字体：大中小】1 引言多电平逆变器具有谐波小、共模电压小、电压变化率小、电磁干扰小、开关频率低、系统效率高、适合中高压大容量变频器应用等特点，近十年得到广泛的研究[1]。

研究主要集中在拓扑结构、控制策略两方面。

图1是多电平逆变器的主要研究内容。

图1 多电平逆变器主要研究内容由于多电平逆变器拓扑结构的多样性，且涉及到直流电压的均衡、开关频率的合理分配、冗余状态的利用等特殊要求，使得对多电平逆变器的控制具有一定的挑战性。

2 载波调制方法(Carrier-based Modulation)载波调制是最常用的多电平控制方法之一，其特点是通过载波和调制波(或参考波)间的比较而获得器件的开关状态。

载波调制按其采样方法可分为:自然采样和规则采样，自然采样一般用于模拟电路实现，规则采样用于数字实现。

规则采样又分对称和不对称采样。

在载波调制中，对于m电平逆变器，常定义幅度调制比ma和频率调制比mf分别为:其中Ac为载波峰峰值，fc为载波频率，Am为调制波峰值，fm为调制波频率。

多电平载波调制由于载波个数的增加，而变得较复杂，但也给控制提供了更多的自由度。

2.1 子谐波脉宽调制SHPWM(SubHarmonic PWM)由Carrara[2]提出的SHPWM的基本原理是:对m电平逆变器，将m-1个具有相同频率fc和峰峰值Ac的三角载波集连续分布。

频率为fm、幅值为Am的正弦调制波置于载波集的中间。

将调制波与各载波信号进行比较，得到逆变器的开关状态。

在载波间的相位关系方面，Carrara考虑了三种典型配置方案:(1) PD—所有载波具有相同相位;(2) POD—正、负载波间相位相反;(3) APOD—相邻载波间相位相反。

图2是SHPWM采用PD配置的波形图。

SHPWM的最大线性幅度调制比ma为1。

对SHPWM的研究有如下一些重要结论[3]:·对于三相系统，频率比mf应为取3的倍数;·单相逆变器，APOD配置电压谐波最小;·三相逆变器，PD配置线电压谐波最小。

图2 5电平SHPWM-PD波形(ma=0.9，mf=21)2.2 开关频率最优脉宽调制SFOPWM(Switching Frequency Optimal PWM)由Steinke[4]提出的SFOPWM与SHPWM基本原理相同，只是前者在三相正弦调制波中叠加了一定的零序电压(三次谐波电压)。

设三相均衡参考电压分别为va，vb，vc，叠加零序电压vn，后三相参考电压分别为varef，vbrdf，vcref，具体叠加方法为:图3是采用SFOPWM的波形图，其中包括零序电压vn的波形。

SFOPWM只适用于三相逆变器，其优点是可以提高线性调制范围，其最大线性幅度调制比ma可以达到1.15，比SHPWM提高15%。

图3 5电平SFOPWM波形(ma=0.9，mf=21)2.3 载波相移脉宽调制CPSPWM(Carrier Phase Shifting PWM)CPSPWM[5]的基本原理是:多电平逆变器的各单元模块均采用低开关频率的单相SPWM，各单元模块具有相同的幅度调制比、频率调制比，但各单元模块的载波间存在一定的相位差θc，逆变器的总输出为各单元模块输出的线性叠加，使其等效开关频率提高。

各单元模块调制方法可以采用单极性、双极性、单极倍频SPWM调制，研究表明[6]，单元模块采用单极倍频SPWM调制时，可获得最小谐波输出电压，这时单元模块两臂的调制信号相位相反，且载波间相位差θc=π/n(n为级联单元数)。

图4为单元模块采用单极倍频SPWM调制时CPSPWM的波形。

理论分析和实验结果表明[3]，在总开关频率相同的条件下，CPSPWM与SHPWM的APOD配置方案具有相似的性能。

图4 5电平单极倍频CPSPWM波形(ma=0.9，mf=6)2.4 其它载波调制方法在SHPWM中，不同载波对应单元的开关频率不等，且随幅度调制比的改变而不同。

在考虑载波间相位关系时，Carrara只考虑了三种典型的配置方案。

Tolbert[7]对载波间相位关系对各单元开关频率的影响进行了全面的研究，并提出了一种使各单元开关频率相等、不同载波的频率不等且随幅度调制比ma而变化的载波调制方法。

载波调制可得到谐波含量较小的输出电压, 但不能消除共模电压。

Zhang[8]提出了一种利用中间变量消除共模电压的载波调制方法, 但其最大线性幅度调制比ma只能达到0.87。

从控制自由度[9]的角度来看，多电平载波调制方法的变化很多。

在载波方面，存在载波类型、幅值、频率、相位、偏移量以及载波间相位关系等自由度;在调制波方面，也存在调制波类型、幅值、频率、是否叠加零序分量以及多相系统中调制波间的相位关系等自由度;还有载波和调制波相互间的相位等自由度。

通过这些自由度的选择可以产生各种适合于特定拓扑结构、实现特定控制目标的载波调制方法。

例如，Hammond[10]采用故障单元旁路和中性点平移技术，可以采用不对称三相载波调制实现。

3 空间矢量调制SVM(Space Vector Modulation)空间矢量调制具有线性调制范围宽，直流电压利用率高，无须大量的存储空间，结构简单，控制方便，易于数字实现等优点，所以得到广泛的研究和应用。

多电平SVM和两电平SVM一样，是一种基于矢量合成调制方法。

如图5所示，在V1，V2，V3三角形中的任意矢量V0均可由矢量V1，V2，V3根据电压伏秒等效原则合成。

即:图5 空间矢量合成基础SVM算法一般由:(1)将参考矢量在选定坐标系中投影;(2)投影分量的取整处理;(3)邻近矢量识别及开通比计算;(4)开关状态映射等四步构成。

m电平逆变器，共有m3个开关状态，3m(m-1)+1个基本矢量，随电平数m的增加，常规SVM算法的计算量会急剧增加，因此，快速算法是多电平SVM的研究重点之一。

目前，已经提出一些有效的快速算法[11]～[14]，这些算法的关键在于选择一个特殊坐标系，使得SVM的上述四步在该坐标系得到简化。

SVM算法中常用的坐标系统有如下几种。

3.1 线电压坐标系分析图5所示的矢量合成，可以得到如下关系[11]:式(5)中，Aijk为ViVjVk三角形的面积，di→jk为Vi到VjVk直线距离。

上式最后一步说明，如果三个矢量V1V2V3为等边三角形，且边长为，则合成矢量V0时每个矢量的开通比就等于V0到另外两个矢量连线的距离。

选择如图6所示的ab、bc和ca为参考坐标系[11]，该坐标系的特点是所有小三角形的边都垂直于三个坐标轴中的一个。

在多数应用中，参考矢量通常是在dqo坐标系内给出，如果dqo坐标系也按图6选取，即d轴和ab轴重合，则算法将进一步简化，其SVM算法在表1中给出。

3.2 六边形坐标系如果选择图6中的g、h为参考坐标系[12][13]，则称为六边形坐标系。

该坐标系的特点是所有小三角形均有两条边平行于坐标轴，因此问题同样可以得到简化，其具体算法同样在表1中给出。

图6 空间矢量调制用坐标系统表1 两种坐标系统中的空间矢量调制算法3.3 扁平坐标系Prats[14]提出了一种扁平坐标系，在该坐标系中，同样可以避免复杂三角函数的计算，而由简单的逻辑判断和加减运算实现SVM算法。

Rodriguez[15]提出了空间矢量控制(SVC)方法，它不采用矢量合成技术，而是直接采用与参考矢量最接近的基本矢量代替，该方法只适用于电平级数较多的拓扑结构中。

多电平逆变器中输出同一基本矢量的开关状态存在冗余，前面提到的SVM算法中的第4步，只给出了所有的冗余状态，并没有解决状态选择及状态顺序问题。

Zhang[8]从消除共模电压角度，McGrath[16]从降低开关频率和减小谐波角度分别研究了这些问题。

Wei[17]研究了单元故障情况下的SVM方法。

Li[18]将5电平SVM分解为两个3电平SVM，并利用移相方法实现谐波的消除。

Kang[19]提出了基于载波的SVM方法，并研究了如何利用冗余状态降低开关频率。

研究表明[16]，适当的选择空间矢量的开关顺序，SVM和SFOPWM 的PD配置方案具有相似的性能。

4 波形逼近方法(waveform approximation modulation)波形逼近方法是利用一系列宽度可调的正负脉冲按照某种优化准则进行叠加，逼近参考波方法。

常用的优化准则有:(1) 选择性谐波消除;(2) 总谐波失真最小;(3) 总谐波电流最小等。

其中选择性谐波消除最为常用，对应的方法常称为选择性谐波消除脉宽调制SHEPWM。

根据叠加方式的不同，波形逼近方法主要有如下几种。

4.1 阶梯波形脉宽调制图7是由k对正负脉冲按阶梯波形逼近方法合成的(2k+1)电平逆变器的输出波形，由于波形的对称性，输出电压中不含偶次谐波分量，奇次谐波的幅值hn为:图7 (2k+1)电平逆变器阶梯调制输出波形式中，n为谐波次数，α1,α2,…,αk为对应脉冲的开关角。

从图7可知，α1,α2,…,αk必须满足条件0＜α1,α2,…,αk＜π/2。

为了获得最小的谐波失真，同时使得基波幅值可调，可以通过选择α1,α2,…,αk消除最多(k-1)个谐波分量。

通常选择消除次数最低的(k-1)个谐波，因为高次谐波相对比较容易采用附加滤波电路消除。

对于三相无中线系统，由于不会产生零序电流，因此可以不用消除三的倍数次谐波。

4.2 分区逼近方法阶梯波调制的开关角必须满足0＜α1,α2,…,αk＜π/2，否则该方法不存在，因此其调制范围通常较窄。

Sirisukprasert[20]提出了一种提高调制范围的方法，其基本思想是:由k对脉冲波合成的输出，可将其调制范围分为k个区间，在不同的区间采用不同的波形叠加方式。

图8是k=3时，在不同调制区合成的输出波形的正半波。

该方法输出波形的各奇次谐波的一般表达式为:图8 7电平逆变器不同调制系数下正半周期波形其中，正号表示对应开关角产生上升沿，负号表示对应开关角产生下降沿。

4.3 虚拟级数脉宽调制VSPWM(Virtual Stage PWM)上面两种方法的开关频率都是基波频率，能消除的谐波个数受逆变器电平级数的限制。

为了消除更多次数的谐波，提出了一种更一般的波形叠加方法[21]。

由k个直流电压相等的H桥构成的逆变器，其输出可以由p个正脉冲和q个负脉冲合成(p-q=k)，如图9所示。

该方法输出波形的各奇次谐波的一般表达式为:VSPWM可通过选择正、负脉冲的个数，消除更多的谐波，不受逆变器电平数的限制，但开关频率也提高。

图9 VSPWM正半波输出波形(k=2,p=4,n=2)无论采用上述何种方法，必须事先通过求解一组超越方程，确定切换角等，应用时采用查表或和插值等方法获得开关切换时间。