模电课程设计—开关电源

《模拟电子线路》
课程设计报告
题目：基于TL3842的升压电路设计班级：12电信本2
学号：1111111111
姓名：XXX
同组成员：姚X阳、严X涛
指导教师：X琼、X文X
2014年6月25日
目录
1 课程设计目的 (1)
2 题目描述和要求 (1)
3 电路设计 (1)
3.1 系统设计思路 (1)
3.2 Boost电路结构分析 (3)
3.3 推导与计算 (5)
4 LTspice仿真 (6)
5 电路焊接与调试 (8)
5.1 元件清单 (8)
5.2 电路焊接 (9)
5.3 电路测试 (9)
6 总结 (12)
7 指导教师意见 (13)
参考文献 (13)
基于TL3842的升压电路
1 课程设计目的
模拟电子线路课程设计是对自身的模拟电子线路知识的一个检验，基础知识扎实与否很大程度决定了设计出来的产品效果，若出现问题可运用所学过的知识进行判断修改，具体目的如下。

（1）加强对模拟电路知识的运用。

（2）学习Proteus、LTspice等仿真软件的使用。

（3）会运用LTspice工具对所做出的理论设计进行模拟仿真测试，进一步完善理论设计。

（4）通过查阅元件手册和文献资料，熟悉常用电子器件的类型和特性，并掌握合理选用元器件的原则，找到最合适电路的元器件。

（5）熟悉电子仪器的正确使用方法，能够分析实验中出现的正常或不正常现象(或数据)独立解决调试中所发生的意外问题。

（6）学会撰写课程设计报告。

2 题目描述和要求
开关电源是一种效率高、功耗小、稳定性可靠性高的电源，相比线性稳压电源有点明显，因此与时俱进，我们小组决定做开关电源，具体描述如下。

（1）课程设计题目：利用TL3842制作一个BOOST DC-DC变换器，即升压式开关电源。

（2）课程设计要求：输入直流电压Vmin=18V，Vmax=30V。

输入稳定的36V直流电压，并且纹波电压V<10mV。

3 电路设计
3.1 系统设计思路
在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计,对于较大的功率输出,如70W 以上的DC／DC升压电路,由于专用升压芯片内部开关管的限制,难于做到大功率升压变换,而且芯片的价格昂贵,在实际应用时受到很大限制。

考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大,选择合适的控制芯片,便可设计出大功率输出的
DC／DC升压电路。

TL3842是一种电流型脉宽调制电源芯片,价格低廉,广泛应用于电子信息设备的电源电路设计,常用作隔离回扫式开关电源的控制电路,根据TL3842的功能特点,结合Boost拓扑结构,完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路,且外接元器件少,控制灵活,成本低,输出功率容易做到100W以上,具有其他专用芯片难以实现的功能。

TL3842作为控制的Boost电路拓扑结构如图3-1所示。

图3-1 TL3842控制的DC/DC升压电路结构图
TL3842作为控制的Boost电路图如图3-2所示。

图3-2 TL3842控制的DC/DC升压电路图
图3-2中输入电压Vi=18~30V，即给芯片供电，又给升压转换。

开关管以
TL3842设定的频率周期开闭，使电感L储能并释放能量。

当开关管导通时，电感以Vi/L的速度充电，把能量储存在L中。

当开关截止时，L产生反向感应电压，通过二极管D把储存的电能以（Vo-Vi）/L的速度释放到输出电容C2中。

输出电压由传递的能量多少来控制，而传递能量的多少通过电感电流峰值来控制。

整个稳压过程由两个闭环控制，即:
闭环1 输出电压通过取样反馈给误差放大器，用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压，误差放大器控制由于负责变化造成的输出电压变化。

闭环2 Rs为开关管S极到公共端间的电流检测电阻，开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PWM比较同相输入端，与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽，从而保持稳定的输出电压。

误差信号实际控制着峰值电感电流。

3.2 Boost电路结构分析
Boost电路原理图如图3-3所示。

图3-3 Boost电路原理图
在图3-3中VT为开关功率管，L为储能电感，VD为整流二极管，应还有一个C为输入滤波电容，Co为输出滤波电容，RL为负载电阻。

因开关管与负载并联，所以图3-3所示电路又称为并联型开关变化电路。

该电路属于非隔离型功率变换器，非隔离型变换器具有电路简单、工作可靠等优点，但Boost变换器只能升压，还具有以下缺点：变换器电路输入、输出共用一个公共点，不能实现直流隔离；变换器只能单路输出供电，不能多路供电。

Boost 升压拓扑结构电路基本波形如图3-4所示。

图3-4 Boost 升压拓扑结构电路基本波形
开关管导通时，设L 中电流变化为1L I ∆，由图3-3得
ON L L I t I L U U /1∆⋅==
L t U I ON I L /1=∆
在OFF t 期间，开关管基极电位为低电平，开关管截止，L 中电流不能突变，它所产生的感生电动势阻止电流减小，产生的感生电动势阻止电流减小，产生的感生电动势极性为左负右正，二极管导通。

电感中储存的能量产生电流向C 充电和负载RL 供电。

开关管截止时，设L 中电流变化为2L I ∆，由等效电路得
L t U Uo I OFF I L /)(2-=∆
在电路稳定状态下，21L L I I ∆=∆。

令T t ON /=δ，可得
)1/()]1/(1[δδδ-=-+=I I U U Uo
其中δ为开关管基极的占空比，可见，通过调节占空比可控制输出电压。

3.3 推导与计算
3.3.1 RC 振荡器的取值与计算
振荡器频率由外接RT 、CT 决定。

IC 内的5V 基准电压从8脚输出通过RT 对CT 充电。

CT 通过IC 内部的电流源放电。

定时电阻RT 、CT 由下式估算，即
)(8.1KHz C R f T
T OSC ≈ 本电路中，取OSC f =38.3KHz ，RT=10K Ω,CT=47nF 。

3.3.2 储能电感L 的计算
根据输入和输出电压计算最大占空比。

5.036
1836max =-=-≈Vo Vi Vo δ 当输出最大负载时至少应满足电路工作在CCM 模式下，即
H f I V V L o s i μδδ11383000
25.05.0)118(2)1()(2=⨯⨯⨯-⨯=--≥
3.3.3 输出取样电阻R1、R2
因TL3842的2脚为误差放大器反向输入端，芯片内正向输入端基准2.5V,可知输出电压Vo=2.5(1+R1/R2),根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值。

所以由Vo=36V 可得，取R1=13.4K Ω、R2=1K Ω。

由于储能电感的作用，在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流，在检测电阻Rs 上产生一个尖峰脉冲，为防止造成TL3842的误动作，在Rs 取样点到
TL3842的脚3间加入R 、C 滤波电流，R 、C 时间常数约等于电流尖峰的持续时间。

3.3.4 开关管S
开关管的电流峰值同电感电流峰值，所以选用6A/50V 以上的开关管即可。

为使温升较低，应选用Rds 较小的MOS 开关管，要考虑的是通态电阻Rds 会随PN 结温度T1的升高而增大。

3.3.5 输出电路中的整流二极管及滤波电容
升压电路中输出二极管D 必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负
载所需的最大电流。

可以选用6A/50V 以上的快速恢复二极管。

输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻ESR 有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。

这里F 660/50V 的铝电解电容即可。

4 LTspice 仿真
查阅相关资料TL3842和LT1243具有相同的电路结构，由于LTspice 仿真软件没有TL3842器件，顾在此用LT1243代替。

LTspice 仿真如图4-1所示。

图4-1 LTspice 仿真电路图
在图4-1中在FB 和COMP 端之间接入一个RC 补偿网络，用于电感的斜坡补偿，芯片电路补偿脚Isence 端接一个滤波电容，电压取样电阻由R4、R5组成，电流取样电阻由小电阻R1取电流，输入输出滤波电容都采用大电容滤波。

斜坡补偿的定义：在电流模式控制下，当电流达到一定大小时（由误差放大器输出设定）开关关断。

斜坡补偿起因：当电流模式控制变换器的占空比超过50%的时候，变换器会在开关频率的次谐频率点出现振荡，准确地说是在一半开关频率的地方，除非采取斜坡补偿措施。

所有环节参数确认无误后运行调试。

运行后效果如图4-2所示。

图4-2 输出电压波形图
仿真时正常工作下MOS管D极波形图如图4-3所示。

图4-3 正常工作时MOS管D极波形图
仿真时正常工作下TL3842 4脚波形图如图4-4所示。

图4-4 TL3842 4脚波形图
从输出波形图看出输出电压稳定在36V，其响应时间极小，为100ms左右；开关状态下的MOS管D极波形逐渐减小下一个周期又跳变成最大值；TL3842芯片的4脚所接的RC振荡器产生振荡电压给芯片固定的振荡频率，仿真效果良好。

5 电路焊接与调试
5.1 元件清单
表5-1 元件清单表
电阻均为色环电阻由于该电路小电阻需要在大电压环境下工作所以取1.5
欧的电阻额定功率为2W；
电容0.1uf、10uf、330uf为铝电解电容，电容100p、47nf为独石电容101、473；
电感为立式电感，该电感的优点是占地面积小，发热小；
N沟道MOS管为IRF530N，该N-MOS管具有较低的导通电阻，温漂低，自我保护功能等优点。

MOS管一般又叫场效应管，与二极管和三极管不同，二极管只能通过正向电流，反向截止，不能控制，三极管通俗讲就是小电流放大成受控的大电流，MOS管是小电压控制电流的，MOS管的输入电阻极大，兆欧级的，容易驱动，但是价格比三极管要高，一般适用于需要小电压控制大电流的情况；
二极管选用1N4148肖特基开关二极管、1N4007高反向电压整流二极。

IN4148是一种小型的高速开关二极管，开关比较迅速，广泛用于信号频率较高的电路进行单向导通隔离，通讯、电脑板、电视机电路及工业控制电路中常用它。

所选元件均在安全工作范围内。

5.2 电路焊接
焊接实物图如图5-2所示
图5-2 焊接实物电路图
由于电路工作在30V以上的高电压区域，所用焊接时洞洞板所使用的导线必须为较粗的导线，保证电路的工作安全，但较粗的导线实在不利于在电路板背部走线，因此迫于无奈处于安全考虑只能在正面走线。

焊接时特别注意区分芯片的引脚由于烙铁的高温也许会对芯片照成损坏，因此用一个IC座将芯片与电路板连接，这样通过焊接IC座而不会由于温度过高而损坏芯片。

5.3 电路测试
通过实验室的DC电源输入20V电压在电路的Vi端，发现取样电阻Rs发热冒烟，MOS管散热器很烫，但是输出电压与输入电压相等，证明电路没有完成升压功能。

测试关键点波形如下图5-3、5-4所示。

图5-3 MOS管D极波形图
图5-4 TL3842 4脚波形图
测试TL3842 8脚电压为5V，证明TL3842工作正常，通过波形判断RC振荡器工作正常，而开关管D极电压发生反向越变，证明肖特基二极管1N4148对高频电压有阻碍作用。

对电路进行如下修改，将肖特基二极管1N4148换成整流二极管1N4007，1N4007具有高耐压，导通压降1V，但是不会阻碍高频信号。

将电流取样电阻Rs 换成额定功率为2W的大色环电阻。

整流二极管较强的正向浪涌承受能力：30A，最大正向平均整流电流：1.0A，极限参数为VRM≥50V，最高反向耐压：1000V，低的反向漏电流：5uA（最大值）正向压降：1.0V。

所以1N4007比1N4148更合适做该电路的整流二极管。

再次测试电路，电路效果图如图5-5所示。

图5-5 修改后测试的电路效果关键点波形如图5-6、5-7所示。

图5-6 开关管D极波形
图5-7 TL3842 4脚波形
测试效果完全满足题目所需要求，在此基础上，通过调节电位器R还可以将输出电压在27V-40V连续可调，输出电压稳定，纹波电流0.7mV。

6 总结
按以上原理计算和设计，输入18V-30V的直流电压，输出36V的低功率升压DC-DC变换电路，整个电路调试容易，工作稳定，可靠性高，效率高达80%以上，特别是成本低，已应用于实际设备中。

另外，可根据具体的电路指标要求，对电路灵活控制、变动，设计出其他的应用电路。

通过这次的课程设计熟悉了一个产品的设计环节，首先应确定基本功能和技术指标；然后选择合适的拓扑图，计算相应的参数值；选择合适可靠的芯片及电子元件；再通过仿真软件对所设计的电路进行仿真；最后焊接电路并测试调试。

在仿真过程中，学会了寻找仿真时该注意的数值参考点，在该电路中，关键参考点为MOS管的D极波形图，用于判断MOS管是否工作，二极管是否导通，芯片4脚的RT/CT脚用于判断RC振荡是否合理，测试8脚电压，若为5V证明芯片工作正常，通过对关键点参数的了解有助于在调试电路对出现的问题进行分析和
改进。

焊接电路时，应注意布线即是要完成相应的任务也要保证电路的美观，同时应注意有部分元件在高温时有可能会破坏器元件特性，因此焊接时间不宜过长。

在焊接IC座引脚时，由于其距离比较近，应注意误操作将其与旁边引脚焊接在一起，应在焊接结束后用万用表峰鸣档对引脚短路情况进行检查。

最后对焊接好的电路进行检查查看，确保无误后方可通电。

缺点与改进如下。

该电路布线不足，采用正面布线，在对电路进行修改时有部分电阻因电线的遮挡难以取出，电压取样电阻采取的是电位器，虽然可以实现输出可调，但是由于电位器需要手动调节所以输出电压不能精确到自己想要的参数。

在下个学期学习了PCB制版之后可以解决布线问题，用PCB制版还可以解除由于导线焊接引起的位置破坏因素，输出电阻控制方面，可以采用单片机对输出电阻进行精确的控制，这样就可以确保输出电压的精确度。

7 指导教师意见
参考文献
［1］康华光，陈大钦.《电子技术基础-模拟部分》.北京:高等教育出版社，2006年［2］康华光，邹寿彬.《电子设计基础-数字部分》.北京:高等教育出版社，2006年［3］李瀚荪.《电路分析基础》.北京:高等教育出版社，2006年
［4］陈梓成, 胡敏敏.实用电子电路设计与调试[M].北京:中国电力出版社, 2011年［5］吴天明，赵新力.MATLAB电力系统设计与分析[M].北京:国防工业出版社，2010年。