运放中接电容的作用

尽量将末级功率放大的电源与其它放大电路的电源分开。
3.运放的相位补偿电容的应用 为了让运放能够正常工作,电路中常在输入与输出之间加一相位补偿电容。
1 关于补偿电容 理论计算有是有的，但是到了设计成熟阶段好象大部分人都是凭借以前的调试经验了，一般 对于电容大小的取值要考虑到系统的频响（简单点说加的电容越大，带宽越窄），然后就是
防止运放自激的一般取几皮法到几百皮法，看工作的频率以及运放的型号来定。简单点 说加的电容越大，带宽越窄。 RC 校正
在运放的输出端串上一个小电阻再连到后级。
利用 RC 校正网络代替电容校正网络，将使通频变窄的程度有所改善。在高频段，电容 的容抗将降低，但因有一个电阻与电容串联，所以 RC 网络并联在电路中，对高频电压放大 倍数的影响相对小一些，因此，如果采用 RC 校正网络，在消除自激振荡的同时，高频响应 的损失不如仅用电容校正时严重。
V1
R1 C1
V2
R2
C2
分压比
0
β V1 R（1 1 jR2C2） R2 (1 jR1C1)
V2
R2 (1 1C1 )
低频分压比 高频分压比
β1
R1 R2 R2
β2
C1 C2 C1
若要使分压比不变
可以推出条件
β1 = β2
R1C1 R2C2
可以发现，这个条件跟咱们超前补偿的条件是一模一样的，有没有发现，知识都是 相通的，通过阻容分压器反过来去理解运放的超前补偿，不就是在反馈电阻并联一个电 容，使得运放的反馈点的电压不随频率变化，而只随幅值变化么？想必，你已经有更多 的理解了吧！
电源回馈自激。从运算放大器的内部结构分析，他是一个多级的放大电路，一般的运放 都是 3 级以上电路组成，前级完成高增益放大和电位的移动，第 2 级完成相位补偿功能，末 级实现功率放大。如果供给运放的电源的内阻较大，末级的耗电会造成电源的波动，此波动 将影响前级的电路的工作，并被前级放大，造成后级电路更大的波动，如此恶性循环，从而 产生自激。
Aβ Vreturn
(1)
Vin
Vout aVin
(2)
Vreturn
Rg
Rg Rf
// C Vout
(3)
其中 a 是运放的增益，注意推导开环增益不能使用“虚短”“虚断”的概念，假设运放
的反相输入端 2 脚断开，通过求 Vreturn 和 Vin 的关系可以算出开环增益，综合(1),(2),(3) 可以得出：
振荡问题；如果你非要计算，可以看看运放的输入端的分布电容是多大，举个例子，负反馈 放大电路就是要保证输入端的那个电阻阻值和分布电容的乘积=反馈电阻的阻值和你要加的 电容的乘积...... 2 两个作用 1. 改变反馈网络相移，补偿运放相位滞后 2. 补偿运放输入端电容的影响（其实最终还是补偿相位……） 因为我们所用的运放都不是理想的。 一般实际使用的运算放大器对一定频率的信号都有相应的相移作用，这样的信号反馈到输入 端将使放大电路工作不稳定甚至发生振荡，为此必须加相应的电容予以一定的相位补偿。在 运放内部一般内置有补偿电容，当然如果需要的话也可在电路中外加，至于其值取决于信号 频率和电路特性 运放输入补偿电容
4.事例 反相输入一阶低通滤波器设计
(a) 电路图
dB
3dB
0 w w0 (b)特性曲线
基本关系式为：
0 1/(RFCF ), f0 1/(2RFCF ), KF RF / Rf
C Vreturn Rf
Rg R
Vin
11
2
V-
-
1 OUT
3 +4 V+
Vout
图3
可以初步判断，一旦输入信号 Vin 的频率较高，C1 的影响便不可忽略了。
Aβ a Rg
1
R f Rg（Rg // R f ）C1s 1
可见，系统开环传递函数引入了一个极点，这个极点有可能导致系统不稳定。 下面推导引入了补偿的运放的开环传递函数，电路图如下图：
条件：
R f C2 = Rg C1
(12)
这里的补偿跟前面所讲的“超前补偿”又有所区别，因为这里零点的位置并没有要
求与极点 1/ 2 的位置一致，这是需要注意的地方。
当然，这只是式子，实际应用中 C1 并不知道具体值，所以补偿电容得凭经验和实 际调试去选择。
前面的分析相必都不难，仔细观察(9)式，你会发现什么？ 如果你了解阻容分压的原理，你会发现，这不就是阻容分压器么？ 在高频分压的应用场合，一般的电阻分压得不到理想的效果，高频时分压效果甚至很差， 这便是寄生电容在高频下不可忽略造成的影响。 根据阻容分压器设计结构，原理如图所示
解决办法 电容校正
运放反馈电阻并接反馈电容
接入的电容相当于并联在前一级的负载上，在中、低频时，由于容抗很大，所以这个电 容基本不起作用。高频时，由于容抗减小，使前一级的放大倍数降低，从而破坏自激振荡的 条件，使电路稳定工作。
这种校正方法实质上是将放大电路的主极点频率降低，从而破坏自激振荡的条件，所以 也称为主极点校正。
Aβ a Rg
R f Cs 1
(4)
R f Rg（Rg // R f ）Cs 1
理想的同相运放开环增益如(5)式所示；
Aβ a Rg
(5)
Rf Rg
一般运放的增益 a 可以用二阶式子代替(假设 1/ 1 <1/ 2 )：
a
( 1 s
1 1)( 2 s
1)
(6)
同理，比较(4)式和(5)式，超前补偿则可理解为，开环传函引入了一个新的零点和 一个新的极点，但是 Rf>Rg||Rf，所以在波特图上，零点的位置总是在极点位置的左边，
Vin
Rg
(9)
分析(7)、(8)两式均可以发现，相对于未补偿之前的运放，反相运放引入了极点，同相 运放引入的极点总是在引入的零点左边。故反映到闭环波特图上就能发现，它们的带宽均减 小，带宽减小故噪声减小。实际上，这就是一个一阶低通滤波器。
下面看超前补偿对于运放寄生电容的补偿示例： 如图 3 所示，加电容 C 的目的是为了消除运放输入寄生电容 Cs 对稳定性的影响。Cs 来 自哪里? ——来自封装的引脚，或者 PCB 走线，又或者图中 Rg 的寄生电容。Cs 的大小一般 在几 pF 左右。分析的时候可以用一个电容并联在 Rg 两端来等效该寄生电容。
2 运放的自激震荡 OP37 等运放，在设计时,为了提高高频响应，其补偿量较小，当反馈较深时会出现自激
现象。通过测量其开环响应的 BODE 图可知，随着频率的提高,运放的开环增益会下降，如果 当增益下降到 0db 之前，其相位滞后超过 180 度，则闭环使用必然自激。
自激振荡的引起，主要是因为集成运算放大器内部是由多级直流放大器所组成，由于每 级放大器的输出及后一级放大器的输入都存在输出阻抗和输入阻抗及分布电容，这样在级间 都存在 R-C 相移网络，当信号每通过一级 R-C 网络后,就要产生一个附加相移。此外，在运 放的外部偏置电阻和运放输入电容，运放输出电阻和容性负载反馈电容，以及多级运放通过 电源的公共内阻，甚至电源线上的分布电感，接地不良等耦合，都可形成附加相移。结果， 运放输出的信号，通过负反馈回路再叠加增到 180 度的附加相移，且若反馈量足够大，终将 使负反馈转变成正反馈，从而引起振荡。
C2
(10)
C1 Vreturn Rf
Rg R
Vin
11
2
V-
-
1 OUT
3 +4 V+
Vout
由图可知，
图4
Aβ Vreturn a
Rg // C1
a
Vin
Rg // C1 R f // C2
Rf
// Rg C1
Rg Rg Rf
C1C2
Rg // R（f C1 C2） C1C2
= a Rg
可以发现
R f Cs 1
的相位总是超前的。
（Rg // R f ）Cs 1
补偿的时候，我们总是设法让(4)式中的零点与极点 1/ 2 相抵消。下面从波特图上分析，
波特图如下图所示：
图2
图中可以看出，补偿后的开环传递函数增益明显“上移”，联想到运放的增益补偿 就可以初步推断：开环增益增大一般会导致闭环增益减小，从而闭环波特图下移，带宽 减小，噪声减小，稳定性增加。
校正网络应加在时间常数最大，即极点频率最低的放大级。通常可接在前级输出电阻和 后级输入电阻都比较高的地方。
校正网络中 R、C 元件的数值，一般应根据实际情况，通过实验调试最后确定。也有一 些文献介绍了进行理论分析和估算的参考方法。 电源接线旁路措施
电源引线不仅具有一定电阻，还有一定的电感和分布电容，因此当有许多运放接到同一 根电源线时，，将通过这些因素产生相互之间的影响，解决的办法是在印刷电路板插座上的 正负电源的接线端与地之间接上几十 uF 的电解电容和 0.01uF 的陶瓷电容相并联，如果运放 是作为宽频放大，须选用低电感量的电容。 高增益多级放大时电源隔离
一般线性工作的放大器(即引入负反馈的放大电路)的输入寄生电容 Cs 会影响电路的稳定 性，其补偿措施见图。放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容 Cs，这个电容包括运 放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻 Rf 组成一个滞后网络，引起输出电压相位滞 后，当输入信号的频率很高时，Cs 的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频 率约为： ωh=1／(2πRfCs) 若 Rf 的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时 Cs、Rf 引入的附加滞后相位可能 引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题。对此，一个简单的解决方法是减小 Rf 的阻 值，使ωh 高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降(因 Av=-Rf/Rin)。为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在 Rf 上并接一个补 偿电容 Cf，使 RinCf 网络与 RfCs 网络构成相位补偿。RinCf 将引起输出电压相位超前，由 于不能准确知道 Cs 的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变 电容 Cf，用实验和调整 Cf 的方法使附加相移最小。若 Rf=10kΩ,Cf 的典型值丝边 3～10pF。 对于电压跟随器而言，其 Cf 值可以稍大一些。
R f C1 C1C2
Rg R f Rg // R（f C1 C2） C1C2
对上面的结果进行拉氏变换求得开环传递函数：
Aβ a Rg
Rf C2s 1
(11)
Rg R f Rg // R（f C1 C2）s 1
为了让 C2 完全补偿掉 C1 的影响，必须让 R f C2 = Rg // R（f C1 C2），化简后可得补偿的
运放输出电容的补偿
对于许多集成运算放大电路，若输出负载电容 CL 的值比 100pF 大很多，由于输出电容(包括 寄生电容)与输出电阻将造成附加相移，这个附加相移的累加就可能产生寄生振荡，使放大 器工作严重不稳定。解决这一问题的方法是在运放的输出端串联一个电阻 Ro，使负载电容 CL 与放大电路相隔离，如图所示，在 Ro 的后面接反馈电阻 Rf，这样可以补偿直流衰减，加 反馈电容 Cf 会降低高频闭环电压放大倍数，Cf 的选取方法是：使放大电路在单位增益频率 fT 时的容抗 Xcf≤Rf／10，又 Xf=l／(2πfTCf)，一般情况下，Ro=50～200Ω，Cf 约为 3～ 10pF。 除了上述不稳定因素之外，还存在其他一些不稳定因素，有些是来自集成芯片自身。有些是 源于系统电路(例如电源的内阻抗的耦合问题)。有时使用很多方法都难以解决不稳定问题， 但采用适当的补偿方法后可使问题迎刃而解。例如。当放大器不需要太宽的频带和最佳转换 速率时，对集成运放采用过补偿的方法会取得很好的效果，如将补偿电容增加 9 倍或为实现 稳定性所需要的倍数，对μA301 型运放而言，其效果一般都较好。
可以计算得出，经过补偿后，系统的闭环传递函数为：
Vout R f Rg（Rg // R f ）Cs 1
(7)
Vin
Rg
R f Cs 1
图 1 所示电路图若采用反相结构，则闭环传递函数为：
Vout - R f
1
Vin
Rg R f Cs 1
(8)
而未补偿的理想的闭环传递函数为：
Vout - R f
运放常见接电容的作用 1.运放的超前补偿
一般的超前补偿运放电路如下图所示（以下皆用同相运放来说明）： C
Rg R
Vin
Rf
11
2
V-
-
1 OUT
3 +4 V+
Vout
图1
我们就有疑问了，为什么要加电容 C? 一言以蔽之，运放超前补偿的作用就是：稳定运放，减少噪声。下面我们推导上图的开 环增益，通过分析开环增益来判断运放的稳定性。