用并联补偿解耦法设计MIMO控制的仿真_黄威
现代电力系统分析总计
现代电力系统分析总计电力系统稳定性分析：包括功角稳定性分析、电压稳定性分析和频率稳定性分析。
功角稳定性研究的是电力系统中互联的发电机间维持同步的能力问题。
在交流系统中，所有连接在系统中的发电机必须要保持同步运行。
角度稳定性分为以下三类。
静态稳定性：指电力系统受到小扰动后，不发生非同期失步，自动恢复到起始运行状态的能力。
暂态稳定性：指电力系统受到大的扰动后，各同步电机保持同步运行并过渡到新的或恢复到原来稳定运行状态的能力动态稳定性：指电力系统受到小的或大的扰动后，在自动调节和控制装置的作用下，保持长过程的运行稳定性的能力。
频率稳定性：系统中有功功率的缺乏导致的频率下降现象。
电压稳定性：研究的是系统在受到小的或大的扰动后系统维持电压电力系统静态稳定性分析的一般步骤：①计算给定稳态运行情况下各变量的稳态值；②对描述暂态过程的方程式在稳态值附近线性化；③形成线性化方程状态矩阵A，根据其特征值的性质判断稳定性。
（四）提高静态稳定性的措施⑴采用自动调节励磁装置；⑵减小元件的电抗，具体做法有以下几种：①采用分裂导线；②提高线路额定电压等级；③采用串联电容补偿⑶改善系统的结构和采用中间补偿设备。
小扰动法是根据李雅普诺夫稳定性理论，以线性化分析为基础的分析方法。
当受扰动系统的线性化微分方程组的特征方程式的根的实部皆为负值时，该系统是稳定的，当根的实部有正值时，该系统式不稳定的。
小扰动法分析简单电力系统静态稳定性的步骤：（1）列出描述系统中各元件运行状态的微分方程式组；（2）将以上非线性方程线性化处理，得到近似的线性化微分方程式组；（3）根据近似方程式的根的性质，判断系统的静态稳定性。
暂态稳定：系统受到大的扰动后，将使系统结构和参数发生变化，系统潮流和发电机的输出功率也发生变化，从而破坏了远动机与发电机之间的功率平衡，使发电机开始加速或减速，扰动后，各发电机输出功率的变化并不相同，使它们的转速变化也不相同。
这样各发电机之间因转速不同产生相对运动，其结果是使转子之间的相对角度发生变化。
统一潮流控制器(UPFC)的仿真研究
统一潮流控制器(UPFC)的仿真研究摘要：本文根据潮流控制器的基本原理和工作模式，建立了统一潮流控制（UPFC）的动态数学模型。
该模型考虑了直流环节电容储能的动态变化过程，使其更适合系统的动态特性分析。
借助MATLAB/SIMULINK平台，建立其仿真模型，对稳态调节性能和动态响应特性进行仿真分析。
关键词：统一潮流控制，仿真1.引言UPFC是一种统一的可控硅控制装置，只需改变其控制规律，就能分别或同时实现并联补偿、串联补偿、移相和端电压调节等4种基本功能，以及这些功能间的相互组合作用。
UPFC既能在电力系统稳定方面实现潮流调节，合理控制有功功率、无功功率的流动，提高线路的输送能力，实现优化运行，又能在动态方面，通过快速无功吞吐，动态地支撑接入点的电压，提高系统电压稳定性，若适当控制，还可以改善系统阻尼，提高功角稳定性。
统一潮流控制器(UPFC)作为较早出现的串、并联混合型FACTS元件能够对一条传输线上的功率潮流和节点电压进行有效控制，同时其基本功能模块也是广义统一潮流控制器(GUPFC)和可变静态补偿器(CSC)的重要组成部分，具有极高的研究价值。
2.UPFC系统的基本原理与结构对于UPFC而言，主要是通过其串联部分向电网中插入电压来改变UPFC输出端电压的幅值和相位，从而起到潮流调节作用的。
而并联部分主要是为UPFC内部提供有功功率平衡，并提供部分无功功率补偿。
图1. 含有UPFC的传输系统简化原理图在实际系统中UPFC是由两个电压源型变换器构成的，如图2所示。
图2. 含双变换器的UPFC结构图在柔性交流输电系统中，几乎所有FACTS 装置都只能调节影响电力输送功率的三个参数中的一个，但UPFC 可以同时调节三个参数，即可以同时补偿线路参数、调节节点电压幅值和节点电压相位。
还能实现并联补偿、串联补偿等功能。
UPFC 调节其并联部分和串联部分的输出控制电网的参数，基本功能如图3。
图3. UPFC 主要控制功能矢量图3.统一潮流控制器的数学建模及控制策略研究3.1 UPFC的数学模型UPFC 在对称运行状态下，换流器用正弦脉宽调幅(SPWM)，UPFC 的模型如下所述。
变结构交互式多模型滤波和平滑算法
第４５卷 第１２期２０２３年１２月系统工程与电子技术ＳｙｓｔｅｍｓＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ．４５ Ｎｏ．１２Ｄｅｃｅｍｂｅｒ２０２３文章编号：１００１ ５０６Ｘ（２０２３）１２ ４００５ ０８ 网址：ｗｗｗ．ｓｙｓ ｅｌｅ．ｃｏｍ收稿日期：２０２２０９２０；修回日期：２０２３０３１２；网络优先出版日期：２０２３０４２７。
网络优先出版地址：ｈｔｔｐｓ：∥ｋｎｓ．ｃｎｋｉ．ｎｅｔ／ｋｃｍｓ／ｄｅｔａｉｌ／１１．２４２２．ＴＮ．２０２３０４２７．１３５１．０１０．ｈｔｍｌ 通讯作者．引用格式：陈维义，何凡，刘国强，等．变结构交互式多模型滤波和平滑算法［Ｊ］．系统工程与电子技术，２０２３，４５（１２）：４００５ ４０１２．犚犲犳犲狉犲狀犮犲犳狅狉犿犪狋：ＣＨＥＮＷＹ，ＨＥＦ，ＬＩＵＧＱ，ｅｔａｌ．Ｖａｒｉａｂｌｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｉｎｔｅｒａｃｔｉｖｅｍｕｌｔｉｐｌｅｍｏｄｅｌｆｉｌｔｅｒｉｎｇａｎｄｓｍｏｏｔｈｉｎｇａｌｇｏｒｉｔｈｍ［Ｊ］．ＳｙｓｔｅｍｓＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０２３，４５（１２）：４００５ ４０１２．变结构交互式多模型滤波和平滑算法陈维义１，何 凡１， ，刘国强２，毛伟伟２（１．海军工程大学兵器工程学院，湖北武汉４３００３０；２．海军士官学校兵器系，安徽蚌埠２３３０００） 摘 要：针对机动目标跟踪问题，提出了一种变结构交互式多模型滤波和平滑算法。
首先，对多模型滤波和平滑问题进行了简单描述，并给出了前向交互式多模型滤波和后向交互式多模型平滑的数学模型；然后，建立了变结构交互式多模型算法的精确模型，模型子集之间并行独立运行，通过选取概率最高的模型子集的状态估计作为最终的估计结果；最后，对变结构交互式多模型算法的滤波数据进行平滑处理，得到了变结构交互式多模型滤波和平滑算法。
所提算法将前向滤波和后向平滑相结合，提高了目标跟踪精度。
RBF神经网络补偿的并联机器人控制研究
RBF神经网络补偿的并联机器人控制研究彭志文;高宏力;梁超;文刚【摘要】为了实现对三自由度Delta并联机器人更精确的轨迹跟踪控制,对并联机构的动力学建模不确定性进行研究,提出了计算力矩控制基础上的RBF神经网络在线补偿控制策略.利用Lyapunov理论推导了神经网络在线权值自适应律,保证了系统稳定性.运用RBF神经网络在线自学习系统的不确定性,提高了控制效率同时增加算法的自适应性.在Simmechanics中建立系统物理模型并在Simulink中设计控制器,之后进行Simulimk/Simmechanics联合仿真,结果表明算法优于计算力矩控制,可以有效减小跟踪误差的收敛半径,实现对目标轨迹的准确跟踪.%In order to realize a more accurate trajectory tracking control of the 3-DOF delta parallel robot,the uncertainty of parallel mechanism's dynamic model was researched,a control strategy based on on-line error compensated by RBF neural network was proposed. The law of network weights was develop ed based on Lyapunov theory and the system stability was guaranteed.The system instability was learned on-line by RBF neural network,the control efficiency and the adaptability of algorithm were improved.The physical model was established in Simmechanics and the controller was designed in Simulink. Then the co-simulation was realized based onSimulink/Simmechanics. The results show that the algorithm is better than computed torque control.It can reduce errors effectively and realize the precise track of target trajectory.【期刊名称】《机械设计与制造》【年(卷),期】2018(000)003【总页数】4页(P252-254,259)【关键词】Delta并联机器人;计算力矩;RBF神经网络;Simmechanics【作者】彭志文;高宏力;梁超;文刚【作者单位】西南交通大学机械工程学院,四川成都610031;西南交通大学机械工程学院,四川成都610031;西南交通大学机械工程学院,四川成都610031;西南交通大学机械工程学院,四川成都610031【正文语种】中文【中图分类】TH161 引言三自由度Delta机器人是食品、药品分拣包装等生产线上的关键组成部分[1]，由于机构三个运动支链对称安装使其有着刚度大、无累积误差等优势。
微电网系统中多种逆变器的并联组网控制策略
微电网系统中多种逆变器的并联组网控制策略张明光;张义娜;孙慧丽;郭得政【摘要】采用氢燃料蓄电池单体的串并联组成的电池模块作为储能系统中的主要储能装置,多种逆变器连接在同一条公共线上.在微电网处于孤岛运行模式时,考虑到储能单元的逆变器间环流的存在、不同设备控制器的不同工作特性、低通滤波嚣存在的影响,提出新的下垂控制理论.利用逆变器模拟同步发电机的频率调节特性,保证负荷发生变化时微电网频率的稳定性;利用静止无功补偿器SVC补偿系统无功,以保障系统电压的稳定,进而实现多种逆变器的组网运行.利用PSCAD仿真软件进行仿真,验证对所建立的模型采取的一系列控制策略的有效性和正确性.【期刊名称】《兰州理工大学学报》【年(卷),期】2014(040)004【总页数】6页(P86-91)【关键词】孤岛运行;下垂控制;频率调节;SVC;PSCAD/EMTDC【作者】张明光;张义娜;孙慧丽;郭得政【作者单位】兰州理工大学电气工程与信息工程学院,甘肃兰州730050;兰州理工大学电气工程与信息工程学院,甘肃兰州730050;河南省濮阳供电公司,河南濮阳457000;新疆神火炭素制品有限公司,新疆乌鲁木齐830000【正文语种】中文【中图分类】TM76随着资源的紧缺、负荷的持续增加，风能、太阳能等可再生能源的分布式发电技术已在世界各国得到迅猛发展.微电网是将分布式发电、负荷、储能设备及控制装置等结合，形成的一个单一可控的控制系统.微电网可以运行于孤岛／并网模式，大电网出现严重故障时，微电网孤岛运行，储能系统作为主供电电源来维持系统的正常稳定运行.无疑储能逆变器的控制策略是微电网电能质量综合考究的问题.目前，对逆变器控制策略研究已相当成熟.文献［1］在虚拟同步发电机（VSG）一次电压控制器的基础上，提出了一种在线计算电压控制新算法，但VSG的同步电抗不能无限制增加.文献［2］采用传统的PQ下垂控制理论，该方法对于多台逆变器并联运行时，输出电压频率和幅值精度不能得到很好的保障.文献［3］提出了基于虚拟频率-电压的下垂控制，这种方法要求多个并联逆变器转换角相同，其实现条件苛刻.文献［4］通过引入感性虚拟阻抗，提出一种适合微电网多逆变器并联的电压电流双环下垂控制策略；但文中在多个逆变器并入系统的瞬间逆变器间所产生的环流较大，其消除时间也较长.文献［5］对于多逆变器提出了环链控制法，下级逆变器的电流参考信号由上级逆变单元提供；然而，链环的存在使得该控制策略不能实现热插拔.基于上述情况，有必要研究如何更为全面地建立储能系统逆变器的控制策略.本文针对大电网出现故障时，建立基于微电网孤岛运行时的模型.通过引入新的功率变量，实现多逆变器间的控制解耦；再次考虑到逆变器之间环流、不同设备的不同工作特性、低通滤器的影响，设计出新的下垂控制方案；模拟同步发电机的频率调节特性，增添静止无功补偿器SVC，实现微电网的频率无差调节、电压的调整.最后通过PSCAD／EMTDC仿真软件搭建仿真模型来验证提出的控制策略.1 储能系统的构成及燃料电池的数学模型分布式发电并网方式运行时，一般不需要储能系统，但在孤岛运行时，为保持小型供电系统的频率和电压的稳定，储能系统往往是必不可少的.分布式发电的储能技术主要包括蓄电池储能、飞轮储能、超级电容储能、压缩空气储能和蓄水储能等. 电池类储能装置自损耗小，能量存储时间长；但响应速度慢，循环寿命短.在大量储存可再生能源发电时，作为备用电源对负荷进行供电.本文采用蓄电池储能，同时小型汽轮发电机作为微电源对能量进行即时补偿.对于蓄电池储能，采用氢燃料电池单体的串并联来组成一个电池模块.氢作为重要的二次能源，燃烧时不会释放CO x、NO x、SO x气体和粉尘等污染物.氢通过可再生能源产生，整个循环过程实现了无有害物质排放、清洁无污染.在储能系统中，由于氢燃料电池输出的直流电压一般不高且变化范围较大；而燃料电池分布式并网发电系统中，需要采用电力电子变换电路实现由不稳定直流电能向稳定交流电能的转换.本文氢燃料电池发电系统采用两级结构——DC／DC变换和DC／AC变换，如图1所示.氢燃料电池输出的直流电压一般不高，采用Boost直流升压变换器（如图2所示）来提升氢燃料电池输出电压.图1 氢燃料电池两级并网发电系统结构Fig.1 Two-stage grid-connected power generation system structure with hydrogen fuel cell图2 Boost直流升压变换器Fig.2 Boost converter for DC voltage boosting2 蓄电池多储能系统接入微电网的组网控制策略研究2.1 储能系统中三相逆变器的建模与设计单台三相逆变器结构如图3所示，图中C f和L f分别为滤波电容和电感，r为线路电阻.图3 三相逆变器主电路Fig.3 Main circuit of three-phase inverter由图3得三相逆变器的模型：式中：i＝A，B，C，分别指 A、B、C相；u k i为滤波前的逆变器输出电压；u o i为滤波后逆变器的输出电压；i L i和i o i分别指电感电流和输出电流.经过派克变换，式（1）在旋转坐标系下的表达式如下式所示：此处采用电压外环、电流内环的双闭环控制方式，所以三相逆变器在dq旋转坐标系下是耦合的，经过解耦的双闭环控制框图如图4所示.图4 三相逆变器电压电流双闭环解耦控制框图Fig.4 Block diagram of decoupling control of voltage-circuit dual-loop with three-phase inverter 根据储能系统中逆变器在孤网模式下工作时的特点，孤网运行时，储能系统作为主力供电单元为负载提供电能，对频率的保持和电压的稳定有更高的要求，故此处选用电压外环电感电流内环的双闭环控制方式［6-7］.ωL f i Ld和ωL f i Lq作为解耦项使得无功电流和有功电流可以实现独立的控制.电压电流双环控制充分利用了系统的状态信息，不仅动态性能好，稳态精度也较高.2.2 两储能单元的逆变器并联模型对于多个储能单元的系统，采用多逆变器连接在同一条公共线上.以两个储能单元的逆变器并联为例，其结构图如图5a所示，等效电路如图5b所示.图5 逆变器并联主电路Fig.5 Main circuit of parallel-connected inverters在计算逆变器的功率时采用逆变器输出端电压.根据基尔霍夫定律，由图6可以推导出负载端的电压利用式（3）可以得出第一台逆变器输出电流的向量表达形式：由此可以得到第一台逆变器发出的复功率：其中：a、b、c、d是由线路阻抗组成的参数表达式.由式（5）可以看出，逆变器的有功功率P和无功功率Q不仅与E 1和E 2有关，也与θ1和θ2有关.说明多逆变器的控制之间存在着耦合关系.2.3 改进的下垂控制理论下垂控制是对系统中每个供电电源进行实施的，可以在电源电压最小限度偏离参考电压的情况下实现电源按额定功率比例分配给负载.功率下垂控制是实现多机稳定并网的主要控制策略.1）为了有类似于分别单台非并联逆变器的控制特性，引入新的变量［8-9］.定义如下：通过做差得到：为明确控制量与被控制量之间的关系，实现P 1t和P 2t的差值只与两台逆变器输出电压的相位差有关，Q1t和Q2t的差值只与电压的幅值差有关.令根据上述推导，确定下垂控制方式为2）由于上述控制量是新定义的下垂控制量，则无法保证电源按额定功率比例分配给负载，不能消除逆变器之间环流的流动.不同额定容量微电源的微网中，环流大小是衡量系统功率分配精度的重要指标.若逆变器间环流为零，根据基尔霍夫定律有：由式（11）可知，逆变器的各个输出阻抗与连线阻抗不同时，希望通过下垂法将该逆变器的输出电压也做相应调整；将输出功率小的逆变器的电压幅值下垂系数减小，可以增大其输出压降.由此出发，把功率的一次方引入到下垂系数.同时，储能系统除蓄电池蓄能外，还包括飞轮储能、超级电容储能，以及小型汽轮发电机等为电源.综合考虑到微电网中不同设备控制器的工作特性，把二阶功率引入下垂系数中.还要对低通滤波进行补偿，加入微分环节来提高系统响应速度［10-11］，来更好地实现微网的精确、稳定运行.由此出发，提出新的下垂控制方程：改进后的下垂算法实现了系统运行的自适应调整.当检测到功率变化时，根据实际输出功率的大小自动对下垂量进行动态调节.2.4 频率、电压的调整多个储能单元同时大量投入运行时，多数情况微电网处于孤岛运行模式.此时，为保持微电网的正常运行，要保证微电网电压和频率在要求范围内.1）频率的调整.对于改进后的逆变器的下垂控制特性，当负荷功率发生变化时，逆变器被分配的功率发生了变化，此时逆变器的频率将不再是额定频率，这说明上述下垂控制方式不能保持频率的稳定性.借鉴同步发电机的频率调节特性曲线［12］，设置逆变器的控制特性曲线如图6所示.其调节过程为：逆变器初始工作点为A点，当负荷增加时，逆变器工作点沿曲线1移动至B点；此时如果将曲线保持斜率不变向右平移，使逆变器工作点变为C点，则可使频率回复至f ref，即逆变器工作在曲线2，功率缺额由小型汽轮发电机来提供，实现了储能逆变器的无差调频.图6 逆变器的频率调整曲线Fig.6 Frequency adjusting curve of inverter2）电压的调整.上述改进的下垂控制理论中，逆变器阻抗大的端电压大些，这也导致了逆变器间电压的差值.通过静止无功补偿器SVC补偿无功，来达到逆变器间电压差值为零的目的［13-15］.逆变器容量足够大时，在发送一定有功功率的情况下，无功功率受到有功功率和传输线路的限制.氢燃料储能蓄电池组逆变器发送的有功功率与氢燃料电池的单元数、串并联方式等因素有关.当有功功率满足负荷要求时，SVC补偿的无功功率Qj为其中：Q o1、Q o2分别为氢燃料蓄电池的逆变器提供的有功功率，Qq为小型汽轮发电机发出的有功功率.则SVC补偿能量极限为选取SVC的容量范围为3 仿真与实验为进一步验证所提出控制策略的正确性，本文设计开发了实验平台，实验平台配置如图7所示.储能系统包括两组不同的氢燃料蓄电池组组成的子系统、一台微型汽轮机、静止无功补偿装置SVC.氢燃料蓄电池组通过氢燃料蓄电池单体的串并联组成.负荷主要包括一台感应电机、阻抗负载、卸荷负载与无限大电网共同构成.图7 实验平台配置图Fig.7 Arrangement of experiment platform本文采用仿真软件PSCAD／EMTDC对前面改进的下垂控制策略以及系统频率、电压的稳定性所采取措施的可行性和正确性进行仿真验证.具体参数如表1所示.表1 系统参数设置Tab.1 Setting of system parameters电网线电压运行频率滤波电抗滤波电容额定功率400 V 50 Hz L 1＝1.2 m H L 2＝0.6 m H C1＝C2＝1 500μF P o1＝200 W P o2＝400 W仿真过程为：两个储能单元的逆变器并网、离网、满载动态改变过程.釆用传统下垂控制和改进的一系列控制策略进行两次仿真.观测单台逆变器的频率输出、电压输出和功率输出动态特性.逆变器在t＝2 s时并入电网，t＝5 s时发出有功功率120 W，无功功率50 W，在t＝10 s时电网电压下降5%，在t＝15 s时联网模式转为孤岛模式，控制方式由并网运行时的电流控制转为电压电流双闭环控制.t＝20 s半载加至满载.随后采用改进后的一系列控制策略重复上述步骤.仿真结果如图8所示.由图8a可见，当t＝20 s半载加至满载时，逆变器被分配的功率发生了变化，逆变器的频率将不再是额定频率，加入虚拟同步发电机的控制环节，频率的稳定性有了很大改进.由图8b可见，在t＝15 s时并网模式转为孤岛模式，t＝20 s半载加至满载，当检测到功率变化时，根据实际输出功率的大小自动对下垂量进行动态的调节；加之通过静止无功补偿器SVC补偿无功，实现了逆变器的电压基本稳定的目的，同时，也保证了多个逆变器间电压差值近乎为零的要求，进而进一步确保了逆变器间无环流的流动.图8c中，在t＝15 s时，微电网由并网转为孤岛模式运行，此时逆变器间的有功、无功要进行重新分配，由于SVC的加入，逆变器无功波动有所减少，使得逆变器对无功的输出明显减少，这也进一步削弱了逆变器间无功电流的流动.由于有功、无功的相对稳定，根据改进的新的下垂控制方程，进而确保了当大电网发生故障时，微电网进入孤岛模式的稳定运行，保证了微电网额定的电压和频率.图8 传统、改进下垂控制下逆变器输出系列仿真波形Fig.8 Serial simulation waveforms of inverter output with traditional and improved droop controls 由图8d可见，虚拟同步发电机控制模型和改进下垂控制器的采用使得环流抑制效果更好，模式切换和负荷变动条件下环流问题得到了改善，证明没有过多的潮流消耗在两逆变器连接线路阻抗上，改善了负荷功率分配，保障了微电网的供电质量.4 结论采用氢燃料蓄电池单体的串并联组成的电池模块作为储能系统中的主要储能装置.根据微电网自治运行时并联系统的特点，得出了改进后的下垂控制算法，该算法在微电网处于孤岛运行模式时，去除了储能逆变器间存在的环流，避免了不同设备控制器的不同工作特性、低通滤波器存在的影响.通过逆变器模拟同步发电机的频率调节特性，添加静止无功补偿器SVC补偿系统无功，确保了负荷发生变化时微电网频率的稳定、系统电压的稳定，进而实现了多储能逆变器的并联组网运行.仿真和实验结果表明，改进后的多储能逆变器的并联组网控制策略可有效避免微电网中新能源发电间歇不稳定的问题，从而提升了其供电质量和能量利用效率.参考文献：［1］杨向真，苏建徽，丁明.面向多逆变器的微电网电压控制策略［J］.中国电机工程学报，2012，32（7）：7-13.［2］ ZHONG Qingchang，GEORGE W.Synchronverters：inverters that minic synchronous generators［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，58（4）：1259-1267.［3］ LI Yan，LI Yunwei.Decoupled power control for an inverter based low voltage microgrid in autonomous operation ［C］／／IEEE 6th International Power Electronics and Motion Control Conference.Wuhan：［s.n.］，2009：2490-2496.［4］张庆海，彭楚武，陈燕东，等.一种微电网多逆变器并联运行控制策略［J］.中国电机工程学报，2012，32（25）：126-132.［5］ WU T F，CHEN Y K，HUANG Y H.3C strategy for inverters in parallel operation achieving an equal current distribution［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2000，47（2）：273-281.［6］郜登科，姜建国，张宇华.使用电压-相角下垂控制的微电网控制策略设计［J］.电力系统自动化，2012，36（7）：29-34.［7］王成山，肖朝霞，王守相.微网中分布式电源逆变器的多环反馈控制策略［J］.电工技术学报，2009，24（2）：100-107.［8］阚志忠，张纯江，薛海芬.微网中三相逆变器无互连线并联新型下垂控制策略［J］.中国电机工程学报，2011，31（33）：68-74.［9］张纯江，王晓寰，薛海芬，等.微网中三相逆变器类功率下垂控制和并联系统小信号建模与分析［J］.电工技术学报，2012，27（1）：32-39.［10］ WANG Peng，LIU Xiong，JIN Chi.A hybrid AC／DC microgrid architecture，operation and control ［C］／／IEEE Power and 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三自由度Delta并联机器人的设计与仿真
目录摘要 (2)第1章引言 (6)1.1. 我国机器人研究现状 (8)1.2. 工业机器人概述： (9)1.3. 本论文研究的主要内容 (10)第2章机器人方案的设计 (15)2.1. 机器人机械设计的特点 (15)2.2. 与机器人有关的概念 (15)2.3. 工业机器人的组成及各部分关系概述 (16)2.4. 工业机器人的设计分析 (17)2.5. 方案设案 (18)2.6. 自由度分析 (18)2.7. 机械传动装置的选择 (20)2.7.1. 滚珠丝杠的选择 (20)第3章零部件设计与建模 (22)3.1. Croe软件介绍 (22)3.2. 关键零部件建模 (22)3.3. 各部分的装配关系 (36)第4章仿真分析 (39)第5章致谢 (43)参考文献 (44)摘要工业技术水平是工业用机器人现代化水平的重要指标，从研究和研究领域发展的结论，提高现代产业的要求，提高产业控制和控制任务的复杂性，提出了很高的要求。
理论上，我国末期输送能力和定位精确度高、小误差、惯性误差、反应速度快、工业工作并行、快速准确、现有工业工程预计会进一步增加，本文将研究并行研究、实用化并行以企业工学实用化为目标。
从摩擦接口、外乱和不确定性来看，如果没有连锁和动力学模型化的负担，传统的控制战略将难以得到基于控制有效性模型的预期。
通常，与一系列平行于更复杂的运动模型相比，动态测试和控制机制将更加复杂。
因此，有必要研究并联机构的动力学建模及其控制问题。
这是一个新的机器人，机器人的刚性。
承载能力高。
高精度。
小负荷的重量。
具有良好的性能和广泛的应用，是robotów.spokojnie系列的补充。
有一个固定的一部分，在特点和实验室条件下的动力学加速度（重力加速度），.终端控制机制，原来的三角洲是最有效的机制平行安装“电子项目机器人是机器人的控制和规划动力学研究的基础上，发挥着重要的作用，在“.badania kinematykę反向动力学和由简单到przodu.odwrotnie相对平行前进，kinematykę相对skomplikowane.na结构分析的基础上，建立了三角洲机器人模型，机器人的机器人。
用并联补偿解耦法设计MIMO控制的仿真
（ 东华 理工大 学 机 械与 电子工 程学 院 ， 西 抚 州 ３ ０ １ ） 江 ３ ０ ３
摘 要：针对过程控制 中常见的多输入 多输 出（ ＭＯ 系统 ， ＭＩ ） 由于 系统 中得各 个控制通道之 间存在耦 合关 系， 以 所 输 出往往要 经过 一段 时间才能响应输入信号 ， 时滞现 象广泛存在 于工业控制 中， 于消除这种现 象， 时 传统的方法有对
Ａｂｔａｔ Ｉ ｒｃｓ ｃｎｒ ｆｃｍ ｏ ｕｔ ｌ ｉ ｕ ｍｕｔ ｌ－ ｔｕ ｓｒｃ： ｎｐｏｅｓ ｏｔ ｌｏ ｏ ｍ ｎ ｍ ｌｐｅ ｎ ｔ ｌｐｅｏ ｐ ｔ ｏ ｉ － ｐ ｉ －ｕ Ｉ ） ｙｔｍ ｂｃｕｅｔｅｓｓ ｍ ｏ ａｈ ＭＯ ｓｓ ， ｅａｓ ｈ ｙｔ ｆ ｃ ｅ ｅ ｅ
第 ３ 卷 第 ３期 ・ 术 ９ 掌
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２ １ 年 ３ 月 ０２
Ｍ ａ ． ０１ ｒ２ ２
ＨＵＮＡＮ ＡＧＲＩ Ｃ ．ＵＲＡｔ ＭＡＣＨＩ Ｔ ＮＥＲＹ
用并联补偿解耦法设计 ＭＩ ＭＯ控制的仿真
黄 威， 夏 洪， 张秀喜， 征 ， 尧 郑振峰
ｓｍ ｕ ａ ｉ ｎ ｉ ｌｔｏ
ＨＵ ＡＮＧ ｅ ， Ａ ｏ ｇ， ＨＡＮＧ ｕ ｘ ， Ａ０ ｅ ｇ， ＨＥＮＧ ｈ ｎ ｎ Ｗ ｉｘｌ Ｈ ｎ ｚ Ｘｉ － ｉＹ Ｚｈ ｎ ｚ Ｚ ｅ— ｇ
基于内模控制的PMSM双闭环调速系统控制器设计与仿真
基于内模控制的PMSM双闭环调速系统控制器设计与仿真张旭秀;孙婧;李卫东;王琳【摘要】为提高永磁同步电机双闭环调速系统响应速度与抗干扰性,给出一种依据内模控制及有功阻尼概念的PMSM双闭环调速系统控制器设计方法.通过建模分析对PI+前馈解耦电流环控制器进行优化,依据内模原理设计出带有箝位积分法抗击分饱和的电流内环解耦控制器.在此基础上,构造有功阻尼代替自然阻尼,利用转速环频带带宽对PI调节器参数进行整定.通过计算机仿真验证,对比传统FOC控制下的调速系统,使用本文所设计的控制器可提升系统响应速度,降低系统超调量,仿真结果表明该方法的有效性.【期刊名称】《大连交通大学学报》【年(卷),期】2019(040)003【总页数】6页(P108-113)【关键词】永磁同步电机;内模控制;有功阻尼;参数整定;抗积分饱和【作者】张旭秀;孙婧;李卫东;王琳【作者单位】大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028;大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028;大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028;大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028【正文语种】中文永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor，PMSM)具有内在非线性及耦合性，通常采用矢量控制以实现电流与转矩的分别控制.但矢量变换后的PMSM模型仍存在两轴电流相互耦合的非线性及时变性因素，同时其伺服对象也存在较强的不确定性和非线性，加之系统运行时还受到不同程度的干扰，因此，按常规控制策略是很难满足高性能永磁同步电机伺服系统的控制要求的[1].为此，探寻先进“复合型控制策略”以改进作为PMSM伺服系统核心组成部件的“控制器”性能，来弥补系统中存在的不足.文献[2]提出了基于模型的离线式整定与模糊PI在线整定相结合的混合参数整定法，可在线调整性能参数，但在系统运行的不同阶段均需手动修改性能参数；文献[3]针对速度环提出一种复合PI参数整定方法，先利用频域法设计一组PI参数，然后以该PI参数为初始值、ITAE为阶跃响应的评价函数，通过2DOF整定法在初始值附近搜索，使系统工作于最佳控制性能的PI参数值.该方法使伺服系统跟踪性能较好，抗负载扰动性较强，但优化时间长，整定效率低.文献[4]提出改进多亲遗传算法对PI参数进行整定，有效地降低了阶跃响应超调，使稳态性能好，但系统响应速度有待提高.内模控制(Internal model control,IMC)是一种基于过程数学模型进行控制器设计的新型控制策略[5]，由于其不需要被控对象的精确数学模型，鲁棒性强，在线调节参数少，结构简单等优点，在电机控制领域中逐渐得到广泛应用[6-7].文献[8-10]分别研究了在不同场合中应用内模原理对PID控制器参数进行整定的方法，这些IMC均作为主控器有效的实现了高性能控制系统的参数整定调节，可见，利用内模原理进行控制器的参数整定是实现高性能PMSM控制系统的一种有效手段.本文在已有文献基础上，设计了一种将内模控制与PI前馈解耦方法相结合的永磁同步电机电流内环控制器，并针对负载扰动引入“有功阻尼”的概念，对转速环PI控制器参数进行整定，最后在此基础上加入积分箝位法进行抗积分饱和控制，降低系统超调量.仿真证明该方法具有快速性高，鲁棒性强，稳定性好的优势.1 PMSM数学模型建立1.1 PMSM数学模型控制对象的数学模型应能够反应被控系统的动静态特性，为准确建立PMSM数学模型，首先做如下假设：①忽略电动机铁芯饱;②永磁材料磁导率为零;③不计涡流和磁滞损耗;④三相绕组是对称均匀的;⑤绕组中感应电感波形是正弦波.电动机的电流方程、电磁转矩方程及运动方程：(1)其中，ud、uq为d、q轴定子电压；id、iq为d、q轴定子电流；Ld、Lq为d、q轴定子电感；φf为转子上永磁体产生的磁动势；J为转动惯量(kg·m2)；TL为负载转矩，是输出转矩(N·m)；B为粘滞磨擦系数，也称阻尼系数；ωr为转子机械角速度；ωm=pnωr为转子电角速度；pn为极对数.1.2 矢量控制本文采用实际工程应用中常用的id=0的PMSM矢量控制方式，其结构包括转速环PI调节器、电流环PI调节器和SVPWM算法.矢量控制算法应用成熟，本文不再赘述.2 双闭环调速系统设计PMSM调速系统具有速度环和电流环双闭环结构，电流环作为内环是PMSM调速系统中的一个重要环节，它是提高系统响应速度、改善系统控制性能的关键.而速度环则需要增强系统的抗负载扰动能力，抑制速度的波动.本文讨论顺序为先电流环后转速环.2.1 电流环设计为便于控制器设计，重写坐标系下的电流方程为：(2)可以看出，(Lq/Ld)ωmiq和(1/Ld)ωmLdid分别作为id、iq在d、q轴上产生的交叉耦合电动势.解耦后的电压udun-coul、uqun-coupl应为下式所示：(3)对解耦后的d、q轴电压方程式组进行Laplace变换，得：(4)则PI控制器结合电压前馈解耦控制策略即可得到d-q轴的电压为：(5)其中：Kpd和Kid为d轴PI控制器的增益，Kpq和Kiq为q轴PI控制器的增益. 式(5)中的PI控制器参数是按照典型I型系统设计而来的，由于模型误差与参数校正过程中必然存在的失准问题，导致电流环在实际运行中是不完全解耦的.为解决此问题，本文采用内模控制原理对原有PI结构控制器进行改进.2.1.1 内模原理内模控制作为一种先进控制策略，在1982年由Garcia和Morari在受到模型控制算法和动态矩阵控制算法的启发下提出的较为成功的预测控制算法.因其设计原理简单，不需要被控对象的精确数学模型，参数直观明了，控制性能优越等特点，成为了工业控制领域中重要的鲁棒控制方法之一.因此，在这里我们采用图1所示的内模控制策略对电流环的PI控制器进行参数整定.图1 等效内模控制策略结构图图1是典型的内模等效反馈控制结构框图，其中Q(s)为内模控制器，P(s)为被控对象，M(s)是被控对象的数学模型.根据经典的自动控制理论，其中，I是单位矩阵.由图可以看出，若系统模型精确，即M(s)=P(s)，且没有外界扰动，则模型的输出与过程输出相等，此时的反馈信号为零.这样的内模系统具有开环结构，表明对开环稳定的系统而言，反馈的目的是克服过程的不确定性.此时的开环传递函数为：G(s)=Q(s)·M(s)(7)因此，若Q(s)和M(s)是稳定的，则系统稳定.电机的电磁时间常数比机械时间常数小得多，近似将电流环看作是一阶系统，故被控模型不包含时滞过程和右半平面零点，根据内模控制器的设计准则，定义M(s)=P(s)，引入可实现因子(8)使得Q(s)=M(s)-1·f(s)(9)其中，λ即为设计参数.结合式(8)、(9)，得到内模控制器为：(10)并有：(11)将原有PI控制器参数与内模控制器参数相比较，可变参数由2个缩减为1个，其关系式如下：若定义系统阶跃响应从10%～90%所需的时间为tres，则有近似式tres=ln9/λ；且参数λ近似的与系统闭环带宽的倒数成反比，这样便可获得参数λ得初始估计，并可根据需要在线调整.2.2 速度环设计事实上，在工业过程控制中，克服扰动是控制系统的主要任务，上一节中我们设计了针对电流环系统模型不确定且存在扰动的情况下的内模控制器，根据PMSM的运动方程：(13)可以看出，由于负载转矩的随变性，转速环中的负载扰动会比电流环中的更加强烈，文献[11-13]基于消除负载转矩的思想提出了几种抗负载扰动的控制方法.在这里我们引入一个更简单的抗负载扰动的电流控制策略.为本节设计控制器方便，重写电机运动方程：(14)首先，定义“有功阻尼”为：(15)自然阻尼的定义为负载转矩随转子机械角速度的变化量：(16)因为自然阻尼非常小，所以PMSM的运动方程极点十分接近原点，引入“有功阻尼”的概念后，可将闭环极点配置到期望的闭环带宽α上.当采用id=0的控制策略，并假定电机在空载(TL=0)的情况下启动，将有功阻尼带入到系统运动方程中，可得到系统线性化运动学方程：(17)对式(17)进行拉普拉斯变换得：(18)结合式(17)与式(18)，得出理想情况下的有功阻尼系数：(19)消去-α处极点，则系统即为由PI控制器构成的闭环系统，α为期望闭环带宽，转速环控制器的表达式为：(20)其中：可见，与传统的PI控制器参数整定相比，若不引入“有功阻尼”，则闭环带宽的选择就只能依靠公式αJ>>bn，此时，J就成为设计转速环控制器的唯一关键参数，而自然阻尼bn又会随着负载的变化而变化，因此Tis的选择就会变得十分困难. 2.3 抗积分饱和以上均是在线性理想情况下所设计的电流内模控制器及转速环PI参数，未考虑到控制量饱和所产生的非线性影响.由于内模控制的积分性质会导致控制器的输出饱和，系统退饱和时间加长，系统超调增大，而实际工业应用中是不容许过大的超调量出现的.因此，为解决由于积分饱和而导致的系统超调问题，本文选择积分箝位法进行抗积分饱和控制.积分箝位控制框图如图2.图2 积分箝位控制框图事实上，启动过程中的转速必然会存在超调现象，但这已经不是按照线性规律的超调，而是经历了饱和非线性区域后的超调，又可称为“退饱和超调”.退饱和超调量、上升时间和调节时间的计算公式分别如下：(21)式中，σrsat为退保和超调量，ΔSmax为转速跌落最大值，Sb为转速跌落量基准值，iqmax为电流限幅最大值，iL为负载电流，K=Kt/J为机械增益(其中Kt是转矩时间常数)，TΣs为转速环小惯性群近似后的时间常数，Ω为机械角速度，td是恢复时间.可见，给定转速越小、电流限幅值越大、负载越小，则退饱和超调量越大.3 仿真实验结果研究本文以永磁同步电机为研究对象，采用MatlabR2015a平台进行仿真实验，在Simulink下建立的PMSM双闭环调速系统仿真模型如图3所示.其中仿真电机参数设置为：极对数pn=4，定子电感Ld=5.25 mH，Lq=12 mH，定子电阻R=0.958 Ω，磁链φf=0.1827 Wb，转动惯量J=0.003 kg·m2，阻尼系数B=0.008 N·m·s.依据电流环带宽与电机时间常数之间的关系，即时间常数τ=min{Ld/R,Lq/R}，带宽λ=2π/τ，根据电机的参数可以计算得到λ=1 100rad/s，从而根据式(12)可以计算出电流环PI调节器的参数.另外，选取转速环的带宽为α=50 rad/s，将电机参数代入式(19)和式(20)可计算得到转速环PI调节器参数.需要说明，利用电机参数计算得出的PI调节器参数有时并不是最优的，在仿真过程中可以对参数进行调试，以获得最优控制效果.图3 系统整体仿真模型仿真条件设置为：参考转速Nref=1000r/min，初始时刻负载TL=0 N·m，在t=0.2 s时，负载转矩TL=10 N·m，仿真结果如图4、图5所示.(a) 传统FOC三相电流iabc变化曲线(b) 参数整定后三相电流iabc变化曲线(c) 结合抗积分饱和后三相电流iabc变化曲线图4 基于IMC原理参数整定PI调节器的三相PMSM矢量控制系统仿真结果图5 转速Nr变化曲线图4中(c)为使用本文方法所设计出的控制器后得出的系统三相电流变化曲线，(a)、(b)分别是参数整定后及传统矢量控制下的三相电流变化曲线.通过比对，可以明显看出改进后的方法使得电流整定速度更快.从图5可以看出，电机转速上升至参考转速1 000 r/min时，本文中所用方法显示的超调量明显降低，且仍具有快速的响应速度.具体动态参数如表1.表1 动态参数一览表控制方法动态参数上升时间/s调节时间/s超调量/%传统矢量控制0.0110.04222.3参数整定后的矢量控制0.0080.03920.1结合箝位积分法的控制0.0090.0121.7三种控制方法控制的系统稳态均无静差，且在t=0.2 s突加负载转矩的情况下，电机也能较快的恢复到给定参考转速值，说明所设计控制系统具有较好的动态性能和抗扰动能力.4 结论本文针对PMSM控制系统电流环中存在参数摄动、干扰等不确定因素，利用IMC 原理给出了结合电压前馈解耦的PI控制器；引入“有功功率”概念，对速度环参数进行重新整定；并加入积分箝位抗积分饱和法降低系统超调.仿真结果表明，本文中所提出的控制系统设计方法与传统的控制方法相比较，能更好的降低系统超调量，具有良好的鲁棒性及稳定性.但系统仍存在噪声干扰的问题，在接下来的研究中将进一步解决此问题，以期将该方法应用到高精密数控机床和高性能机器人等实际伺服系统中，提高系统的运行效率和控制精度，改善控制性能.参考文献【相关文献】[1]舒志兵.交流伺服运动控制系统[M].北京:清华大学出版社,2006.[2]李鹏,王胜勇,卢家斌,等.PI参数混合整定法在闭环矢量控制系统中的应用[J].智能系统学报,2013,8(5):446-452.[3]肖启明,杨明,刘可述,等.PMSM伺服系统速度环PI控制器参数自整定及优化[J].电机与控制学报,2014,18(2):102-107.[4]苏译,徐晓昂.基于改进遗传算法的PI整定在DTC中的应用[J].微特电机,2012,40(4):13-15.[5]赵志诚,文新宇.内模控制极其应用[M].北京:电子工业出版社,2012.[6]LI SHIHUA,GU HAO.Fuzzy adaptive internal model control schemes for PMSM speed regulation system[J].IEEE Transactions on Industrial Informatics,2012,(4):767-779.[7]GUOHAI LIU ,LINGLING CHEN ,WENXIANG ZHAO, et al.Internal model control of permanent magnet synchronous motor using support vector machine generalized inverse[J].IEEE Transactions on Industrial Informatics,2013,9(2):890-898.[8]黄宴委,熊少华.基于内模控制的永磁同步电机电流环观测器设计[J].中国电机工程学报，2016,36(11):3070-3075.[9]胡文斌,韩璞,刘淼.基于内模的过热汽温串级控制系统PID参数整定[J].计算机仿真，2016,33(6):86-90.[10]徐颖,谢林柏.多变量时滞系统的伴随解耦控制[J].控制工程，2017,24(5):927-932.[11]UMENO T，HORI Y.Robust speed control of dc servomotors using modern two degrees-of-freedom controller design[J].IEEE Trans. Ind.Electron., 1991，38：363-368. [12]IWASAKI M ，MATSUIN.Robust speed control of IM with torque feedforward[J].IEEE Trans. Ind. Electron., 1993，40： 553-560.[13]LIAW G M，LIN F J. A robust speed controller for induction motor drives[J].IEEE Trans. Ind. Electron., 1994，41：308-315.。
液驱并联机构多维力加载系统滑模解耦控制
第51卷第12期2020年12月中南大学学报(自然科学版)Journal of Central South University (Science and Technology)V ol.51No.12Dec.2020液驱并联机构多维力加载系统滑模解耦控制赵劲松1,2,3，孙鑫宇3，董杰3，王春发3，徐嘉祥3，王志鹏3(1.燕山大学河北省重型机械流体动力传输与控制实验室，河北秦皇岛，066004；2.浙江大学流体动力与机电系统国家重点实验室，浙江杭州，310027；3.燕山大学机械工程学院，河北秦皇岛，066004)摘要：针对液驱并联机构多维力加载系统频响低、耦合力强、参数时变和模型摄动的问题，提出一种改进的滑模控制策略以提高系统响应速度与输出精度。
首先，建立多维力加载系统刚柔混合动力学模型与液压系统模型，推导不同位姿下系统闭环传递函数，分析各通道间耦合力产生机理。
其次，考虑多维力加载系统模型实际质量矩阵和刚度矩阵的不确定性，提出名义矩阵补偿方法。
基于系统补偿模型，构建滑模控制器名义模型，进而利用力跟踪误差确定控制器二阶滑模面，探索滑模面收敛条件，分析控制参数对力跟踪误差收敛速度的影响。
在此基础上，采用线性化反馈技术，确定滑模控制律。
最后，根据李雅普诺夫定理分析提出的控制结构稳定性，得到渐进稳定的充分条件。
研究结果表明：在工作频段，相较于传统PI 控制，滑模控制的多维力加载系统通道间耦合力范围减小86.5%，耦合力矩范围减小66%；广义质量矩阵和广义刚度矩阵的非对角性是多维力加载系统产生耦合力的主要因素，改进的滑模控制器能够克服多维力加载系统的建模误差，提高系统的动态响应速度及对外部扰动的鲁棒性。
关键词：电液伺服；并联机构；多维力加载；力耦合；变结构控制中图分类号：TH137文献标志码：A开放科学(资源服务)标识码(OSID)文章编号：1672-7207（2020）12-3407-11Sliding mode decoupling control for electro-hydraulic multi-dimensional force loading system with parallel mechanismZHAO Jinsong 1,2,3,SUN Xinyu 3,DONG Jie 3,WANG Chunfa 3,XU Jiaxiang 3,WANG Zhipeng 3(1.Hebei Provincial Key Laboratory of Heavry Machinery Fluid Power Transmission and Control,YanshanUniversity,Qinhuangdao 066004,China;2.State Key Laboratory of Fluid Power and Mechatronic Systems,Zhejiang University,Hangzhou 310027,China;3.School of Mechanical Engineering,Yanshan University,Qinhuangdao 066004,China)Abstract:Aiming at the problems of low frequency response,strong coupling force,time-varying parameters and model perturbation in the electro-hydraulic multi-dimensional force loading system with parallel mechanism,an improved sliding mode control strategy was proposed to improve the response speed and output precision of theDOI:10.11817/j.issn.1672-7207.2020.12.015收稿日期：2020−02−25；修回日期：2020−04−27基金项目(Foundation item)：国家自然科学基金资助项目(51505412)；流体动力与机电系统国家重点实验室开放基金资助项目(GZKF-201807)(Project(51505412)supported by the National Natural Science Foundation of China;Project(GZKF-201807)supported by the State Key Laboratory of Fluid Power and Mechatronic Systems Open Fund Project)通信作者：赵劲松，博士，副教授，从事电液伺服研究；E-mail ：*******************.cn第51卷中南大学学报(自然科学版)system.Firstly,the rigid-flexible hybrid dynamic model and hydraulic system model of the multi-dimensional force loading system were established,and the closed-loop transfer function of the system in each posture was derived.Then the coupling force generation mechanism between each channel was analyzed.Secondly, considering the uncertainty of the actual mass matrix and stiffness matrix of the multi-dimensional force loading system model,a nominal matrix compensation method was proposed.Based on the system compensation model,the nominal model of the sliding mode controller was constructed.Then the second-order sliding mode surface ofthe controller was determined by the force tracking error.Furthermore,the convergence conditions of the sliding mode surface was explored.The influence of the control parameters on the convergence rate of the force tracking error was analyzed.On this basis,the sliding mode control law was determined by linear feedback technology. Finally,according to Lyapunov theorem,the sufficient condition of asymptotic stability was obtained.The results show that in the working frequency band,compared with the traditional PI control,the coupling force range andthe coupling torque range among the channels of multi-dimensional force loading system by sliding mode control reduce by86.5%and66%,respectively.The non-diagonality of generalized mass matrix and generalized stiffness matrix is the main factor of coupling force in multi-dimensional loading system.The improved sliding mode controller can not only overcome the modeling error of multi-dimensional loading system,but also improve the dynamic response speed of the system and the robustness against the external disturbances.Key words:electro-hydraulic servo;parallel mechanism;multi-dimensional loading;force coupling;variable structure control基于Stewart平台的液驱并联机构多维力加载系统(electro-hydraulic multi-dimensional force loading system with parallel mechanism，EH-MDLPM)具有自由度多、结构紧凑、刚度大和承载能力强的优点[1−2]，因此，它被广泛应用在机器人、数控机床、医疗器械以及航空航天机械等多个领域[3−4]。
并联型有源电力滤波器电源电流控制方法研究
并联型有源电力滤波器电源电流控制方法研究魏学良;蔡欣;姜珊【摘要】有源电力滤波器(active power filter,APF)是一种动态抑制谐波和无功的电力电子装置,以并联型有源电力滤波器为研究对象,从APF补偿电流的控制和直流侧电容电压角度出发,分析了电源电流控制方式,实现补偿电流的检测及双闭环反馈控制,提高系统的补偿精确度和动态响应性能.另外,直流侧电压的指令值都是根据电网电压的工作范围、APF的直流侧电容、额定输出电流、PWM逆变器输出侧电感、电流电压调节器以及调制策略等参数设计的,在考虑直流侧电压与APF功率损耗和补偿性能关系的基础上,提出了采用下垂调节器设计逆变器直流侧电压的控制参考值,使其兼顾APF的功率损耗及补偿性能综合平衡的优点.仿真结果验证了该APF控制系统的正确性和有效性.%The active power filter ( APF) is a dynamic power electronic device to suppress the harmonics and reactivepower .From the perspective of the compensation current and DC side capacitor voltage of APF,a three-phase , three-wire parallel type active power filter applied detecting source current control method to achievethe compensation current detection and the double closed loop of current control ,which improved the compensation accuracy and dynamic performance .Moreover,DC link voltage reference was designed according to operating space of the grid voltage ,DC link capacitor value ,rating output current , output inductance value ,current regulator ,voltage regulator ,and modulation strategy etc .Based on the re-lationship between DC link voltage and power loss and APF compensation ,the droop controller was adopt-ed to achieve a comprehensive optimization betweenactive power loss and the compensation performance of APF.Simulation results prove the validity and feasibility of the APF control approach .【期刊名称】《电机与控制学报》【年(卷),期】2017(021)012【总页数】9页(P85-92,99)【关键词】有源电力滤波器;电源电流控制;直流侧电压;下垂调节器;双闭环反馈控制【作者】魏学良;蔡欣;姜珊【作者单位】中国石油大学(北京)地球物理与信息工程学院,北京102249;艾博白云电气技术(扬州)有限公司,江苏扬州225000;中国石油大学(北京)地球物理与信息工程学院,北京102249【正文语种】中文【中图分类】TN713.8近年来，电力电子设备及非线性冲击性负荷在电网中的广泛应用，引起了严重的电能质量和谐波问题。
功率解耦型无电解电容PFC电路并联补偿控制
功率解耦型无电解电容PFC电路并联补偿控制王立乔;崔舒敏;陈梅【摘要】提出了一种并联补偿控制策略,应用于功率解耦型无电解电容功率因数校正(PFC)电路,实现了去除电解电容、提高使用寿命和可靠性的目的.首先以升压型双向Buck/Boost变换器作为功率解耦电路,提出了基于固定占空比的并联补偿控制策略,并对其补偿特性进行了分析.而后在定占空比控制策略基础上提出了一种并联补偿控制策略,该控制策略相比较于传统的控制策略,结构简单、实现容易,而且响应速度快,系统调整时间短,负载电压纹波对负载功率变化不敏感,可实现无传感器的低成本功率解耦.为了进一步减小功率器件耐压,将降压型双向Buck/Boost变换器引入功率解耦方案,应用该文所提出的控制策略进行控制,同样实现了PFC电路去除电解电容的目的.最后对该文所提出的并联补偿控制策略进行仿真和实验研究,结果验证了该控制策略的有效性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2019(034)003【总页数】13页(P516-528)【关键词】无电解电容PFC;无传感器;功率解耦;双向Buck/Boost变换器;定占空比控制策略【作者】王立乔;崔舒敏;陈梅【作者单位】燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室秦皇岛066004;燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室秦皇岛 066004;燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室秦皇岛 066004【正文语种】中文【中图分类】TM461AC-DC或DC-AC功率变换装置中，由于瞬时输入输出功率不平衡，往往需要在直流侧并联大容量的电解电容进行滤波。
然而电解电容体积大、寿命短、安全性能差，严重限制了设备的整体寿命和应用环境。
随着节能照明、新能源发电等技术的发展，越来越多的场合应避免使用电解电容。
无电解电容技术就是要采用长寿命的薄膜电容、电感等代替电解电容，以达到增加系统寿命、减小整体体积，或满足特殊环境应用等目的。
解耦控制系统
2.三角矩阵法 三角矩阵法
推导过程略
r 1
WT1(s) WT2(s)
T 1
W21
Y1
解耦器数学模型为
D11 (s ) D (s ) 21 D12 (s ) D22 (s )
r2
T 2
Y2
W22 (s ) W12 (s )W21 (s ) 1 = W11 (s )W22 (s ) W12 (s )W21 (s ) W21 (s ) + W11 (s )W21 (s )
P P2 1 P0 P2 P0 P 1 P0 P2
1
P P d 0 1 P P 2 = 0 1 P P2 p1 P0 P2
2.引入H矩阵
1 设 h ji = qij
用矩阵表示
则
λ ji =
pij qijຫໍສະໝຸດ = pij h jiΛ=P*（P-1）T =（H-1）*HT （ （
W12 (s ) W11 (s )
二、反馈解耦控制
R T
Fd
W Y F
WT
根据串联解耦控制求Fd，再求F 根据串联解耦控制求Fd，再求F
三、前补偿法
前补偿法是在控制器之前(控制对象后) 前补偿法是在控制器之前(控制对象后)进行补偿的。
r1
WT1(s)
W11(s) W21(s) W12(s)
W11(s) W22(s)
Y1
解耦器数学模型为
D11 (s ) D (s ) 21 D12 (s ) D22 (s )
r2
Y2
W22 (s )W11 (s ) 1 = W11 (s )W22 (s ) W12 (s )W21 (s ) W21 (s )W11 (s )
W12 (s )W22 (s ) W11 (s )W22 (s )
三相四桥臂并联逆变器的零序电流建模与控制
三相四桥臂并联逆变器的零序电流建模与控制王先为;卓放【摘要】针对三相四桥臂逆变器直接并联时的零序电流控制问题,通过建立直接并联三相四桥臂逆变器的桥臂平均模型,推导出零序电流的动态平均模型,揭示了系统中零序环流的形成机理.基于常用的载波正弦脉冲宽度调制(SPWM)方法,提出了基于第四桥臂电流闭环的直接并联三相四桥臂逆变器零序电流控制方法,从而抑制了两组直接并联逆变器第四桥臂中线间的零序环流.仿真和实验结果表明,所提出的控制方法能有效解决直接并联三相四桥臂电压源逆变器间的零序环流控制问题,可为微电网中大功率新能源发电并网逆变器的并机扩容提供技术保障.%Focusing on zero sequence current control in the directly paralleled three-phase four-leg inverter, the model of two directly paralleled inverter is established based on the phase-leg average theory, then the dynamic averaged model of zero sequence is deduced to reveal the generation mechanism of zero sequence circulation. The sinusoidal pulse width modulation (SPWM) in inverter is employed, a new zero sequence current control for directly paralleled three-phase four-leg inverter is then proposed based on the fourth-leg current closed loop, which is able to solve the zero sequence current control and suppress the zero sequence circulating current flowing through the four-legs between two directly paralleled inverters. The simulation and experiment indicate that the proposed control strategy effectively solves the zero sequence circulation in directly paralleled inverter, and provides technical support for high power new energy network expansion by the inverter in microgrid.【期刊名称】《西安交通大学学报》【年(卷),期】2012(046)010【总页数】7页(P8-14)【关键词】微电网;逆变器并联;零序电流【作者】王先为;卓放【作者单位】西安交通大学电气工程学院,710049,西安;西安交通大学电气工程学院,710049,西安【正文语种】中文【中图分类】TM46随着人类社会对能源需求的增加及环境保护意识的加强，开发光伏（PV）和风力发电等可再生新能源分布式发电系统已成为共识，由此发展起来的微电网得到了越来越广泛的研究及应用，系统的装机容量也日益提高［1］.另一方面，由于包含电力电子器件等非线性元器件装置的大规模使用，导致了配电端电能质量的恶化，为了满足用户不断增强的用电质量需求，需要对微电网的用户配电侧进行相应的电能质量治理.基于上述两方面的因素，具有新能源并网发电和电能质量治理的统一控制三相四桥臂结构逆变器越来越受到人们的重视［2］.首先，以微电网中PV并网发电系统为例，网侧逆变器为系统的关键装备，多采用三相电压源逆变器（VSI）结构，常见的用于治理非线性负载引起的电流质量问题的并联有源电力滤波器（SAPF）大多也采用三相VSI结构.其次，根据三相VSI控制模型可知，PV系统和SAPF均采用基于并网电流内环加直流侧电压外环的控制方法，并且基波和各次谐波可以解耦控制，即在满足新能源并网发电及稳定直流侧电压的同时，其谐波治理功能依然不受影响.因此，基于相同的变流器结构、相似的控制方法、各次电流相互之间的解耦控制，理论上可以将两者进行统一控制.特别是第四桥臂的引入，可以消除三相系统中不平衡负载引起的零序电流［3-4］.为了能够满足微电网扩容后对高功率等级、高效率和高可靠性的要求，采用VSI并联结构是一种有效的解决方法［5］.其中较为简便的VSI直接并联结构，即公用直流侧和交流侧，将会在逆变器之间产生环流，从而导致电流畸变、负载不均流，以及不可预知的功耗等问题［6-7］.环流问题已有较多的传统解决方法，如采用分离的直流侧或者通过工频变压器将交流侧隔离［8-10］，这需要增加直流源或工频变压器的数量，导致成本、功耗的增加，并使得装置更加笨重.其他一些学者也对此进行了研究，给出了环流的数学模型，在不增加设备的情况下提出了一些有效的控制策略［11-13］.但是，上述文献仅讨论了三相三桥臂VSI的直接并联，当考虑三相四桥臂结构VSI直接并联时，其他一些问题也将凸现出来，其环流形成的机理也有所差异，这正是本文关注并致力于解决的零序环流抑制问题.本文基于零序电流动态平均模型，提出了一种基于第四桥臂电流闭环的零序环流控制方法，并通过实验进行了验证.1 零序电流动态平均模型统一控制VSI采用直接并联三相四桥臂逆变器结构（见图1），采用桥臂平均理论，得到直接并联三相四桥臂VSI的零序电流平均模型.根据图1，当逆变器采用SPWM调制方法时，1号VSI的第四桥臂平均占空比dn1通常设置为0.在三相平衡情况下，其余三相的平均占空比d a1、d b1和d c1在一个工频周期内表现为正弦，因此d a1+d b1+d c1=0.当需要补偿零序电流时，将d a1、d b1和d c1分解为平衡控制部分d′a1、d′b1、d′c1和零序控制部分d′n1图1 直接并联三相四桥臂逆变器系统结构当单组三相四桥臂VSI独立运行时，因为没有其他零序电流通道，i a1+i b1+i c1+i n1必须等于0.采用传统静止坐标系下的控制方法，仅需要采集a、b、c三相电流就可以使逆变器处于完全受控状态.然而，根据上述桥臂平均模型，当两组三相四桥臂VSI直接并联时，将会形成其他零序电流通道.交流侧如图2所示，零序电流将在两组逆变器的中线之间流动，称为零序环流，定义为图2 直接并联三相四桥臂逆变器的桥臂交流侧平均模型根据图2，基于基尔霍夫电压定律，系统交流侧两个中线对应的第四桥臂与其他六个桥臂的关系可以通过式（4）～式（7）来描述将式（4）～式（7）中的方程分别相加，并假设三相电压平衡v a+v b+v c=0，得到通过式（8）与式（10）、式（9）与式（11）的和相等，得到采用电路来直观地表述式（12），得出零序电流的动态平均模型，如图3所示.对图2的交流侧进行简化，只考虑零序分量部分，可以得到图4.图3和图4互为补充，给出了直接并联三相四桥臂逆变器的零序电流动态平均描述模型.图3 零序电流动态平均模型图4 交流侧零序分量简化动态平均模型2 零序电流控制方法及仿真验证仿真系统采用如图1所示的统一控制并网三相四桥臂VSI主电路结构，应用PSIM 6.0仿真软件搭建仿真电路模型，具体电路参数见表1.表1 仿真系统参数PV系统容量／k V·A 100逆变器直流侧电压／V 750电网电压／V 380电网频率／Hz 50逆变器开关频率／k Hz 10逆变器直流侧电容／mF 10逆变器接线电抗／m H 0.42.1 直接并联VSI零序电流控制问题根据图3、图4，如果两组逆变器的控制均采用单组三相四桥臂VSI的控制方法，即三相abc桥臂采用传统静止坐标系下的控制方法，将两组VSI第四桥臂（中线桥臂）的平均占空比d n1和d n2均设为0，总体零序输出电流（i n1+i n2）可以通过（d′n1-d′n2）来控制，每一个中线上的零序电流只取决于其中线上的接线电抗L 1和L 2.这就意味着将出现如下两种情况：①当L 1≠L 2时，即使零序电流参考值i＊n1=i＊n2，两组VSI中线上的零序电流也不会相等，如图5a所示；②当L 1=L 2时，即使零序电流参考值i＊n1≠i＊n2，两组VSI中线上的零序电流仍然相等，如图5b所示.任何一种情况都将导致其中一组VSI的中线有过流风险，所以两组VSI中线电流将会根据各自中线电抗分流，不直接完全受控.图5 未采用本文方法时两组逆变器的零序环流仿真波形（注入3次零序电流）2.2 直接并联VSI零序电流控制方法上述讨论结果表明，虽然总的并网零序电流等于两组VSI中线零序电流之和，但每一组中线上的零序电流不直接受控，而是根据其接线电抗的大小自动分流，当不平衡程度较大时，将可能引起某一组VSI的中线过流.在上述控制方法中，将控制VSI中线桥臂占空比的参考d n1和d n2均设置为0，如果可以动态调节其中一个占空比（比如d n1），将会使对应桥臂上的中线电流完全受控，那么图4中的分量d n1 V dc不再是0，能够动态调节加在电感L 1上的压降，从而起到重新分配零序电流的作用，两组VSI中线桥臂间的环流i o将会得到抑制.据此，本文提出一种针对直接并联三相四桥臂VSI的零序电流控制方法，将其中一组VSI的第四桥臂中线上的电流单独形成闭环，从而可以对两组VSI中线间的环流有很强的抑制作用.关于所提出的第四桥臂电流闭环设计可以做如下考虑：首先，SPWM调制方式本身存在开关延时，包含一个以开关时间为常数的一阶延时环节1／（sT s+1）；其次，基于第四桥臂电流闭环的控制对象为两组VSI间的零序环流，电流回路包含两组逆变器中线中的电抗，线路阻抗为两个电抗之和（L 1+L 2），则其控制对象为1／s（L 1+L 2）.因此，可以等效认为其控制对象为一个电抗和相应的SPWM延时环节，表达式为流经第四桥臂的中线电流为零序电流，电流闭环控制器采用比例积分（PI）调节器，其设计目标应使得闭环传递函数有足够的带宽和低频零序（如3次、6次等）频率下足够的增益，以保证较高的动态响应速度和较低的稳态误差，同时满足系统的稳定条件，相位裕度为53.2°，结果如图6所示.采用本文提出的控制方法后，两种情况下的零序电流控制效果如图7所示.从图7的仿真结果可以看出，两组逆变器中线上的零序电流与各自的零序电流参考值基本一致，基本不受接线电抗的影响.两组中线之间的零序环流得到了很好的抑制，即当两组逆变器电抗参数不一致或者需要两组逆变器分别承担不同容量的功率时，都能够得到满意的控制效果.仿真真证明了所提出的控制方法有效.图6 第四桥臂电流闭环增益波特图图7 采用本文方法时两组逆变器的零序环流仿真波形（注入3次零序电流）3 实验验证3.1 统一控制PV并网实验系统微电网系统中的统一控制PV并网装置如图8所示.PV阵列输出通过非隔离型Boost升压变换后，经两组直接并联三相四桥臂VSI，采用LCL滤波器滤波，再经工频变压器并入微电网，其中工频变压器漏感用作滤波器中的网侧电抗.主电路拓扑的选择主要有以下3点考虑.首先，选择两级电路可以将最大功率点跟踪（MPPT）控制和并网控制分开实现，控制任务简单、明确.考虑到所用PV阵列的最低输入电压及MPPT最低电压是300 V，如果直接并网，与电网相接的工频变压器变比需要较大，开关器件的裕量相应增大；而且，较低的直流侧电压对于同时实现谐波抑制、无功功率补偿等不利，所以前级选用Boost变换器升压.其次，向微电网注入有功能量和谐波补偿功能在接线电抗设计上有矛盾.这是因为要减小向电网注入有功能量时，电流中的开关纹波需要较大的接线电抗；而为了达到补偿谐波时较好的动态跟踪效果，需要较小的接线电抗.为解决这一矛盾，选取较小的接线电抗，满足谐波补偿的要求，并且在向电网注入能量时，采用两组逆变器直接并联的二重化结构，即公用直流侧和交流侧，如图8所示.两组逆变器的SPWM信号交错180°，从而提高等效开关频率，减小输出电流中的开关纹波含量，同时能够增大系统容量.最后，选择三相四桥臂的VSI结构能够方便地补偿不平衡负载产生的零序电流.逆变器的直接并联二重化，以及引入第四桥臂所带来的特殊环流是本文着重研究并解决的问题.在主电路拓扑中，采用三阶LCL滤波器来滤除开关纹波.LCL滤波器在高频处可以获得更高的衰减（-60 dB），同时在电容支路串入一个低阻值电阻来增大系统阻尼，减小谐振峰.本文采用的实验系统参数见表2.根据本文提出的方法，结合两级拓扑光伏并网控制思想，以及电能质量治理控制，形成如图9所示的实验控制系统.VSI一级采用并网电流内环和直流侧稳压外环，并且加入第四桥臂电流闭环控制，逆变器负责稳定直流侧电压，并向电网注入来自Boost变换器的能量，以及补偿负载谐波、无功和不平衡电流.Boost一级通过电感电流内环和PV板一端的电压外环进行闭环控制，负责调整PV板输出电压，从而实现MPPT.根据上述系统拓扑及控制思想，本文设计并制造了实际的实验，系统的参数如表2所示.表2 实验系统参数PV最大输出功率／kW 67.5 PV最大输出功率时电压／V 480逆变器系统容量／k V·A 100逆变器直流侧电压／V 750电网线电压／V 380电网频率／Hz 50逆变器开关频率／k Hz 10逆变器直流侧电容／mF 10逆变器接线电抗／m H 0.4 LCL滤波器电容／μF 50 LCL滤波器阻尼电阻／Ω 0.47工频变压器漏感／m H 0.1图8 实验系统拓扑图9 实验系统控制框图3.2 零序电流控制实验结果考虑仿真实验的第一种情况，零序电流指令相同而电抗不一致时，L 1=0.4 m H，L 2=0.43 m H，i n＊1=i n＊2=0，实验结果如图10和图11所示.采用本文方法之前，如图10所示，3次零序谐波环流有效值为i o=0.7 A；采用本文方法后，如图11所示，3次零序谐波环流有效值为i o=0.1 A，基本为0，两组VSI间的零序环流得到了有效的抑制.因为在两台逆变器系统参数基本一致的情况下，其间的零序环流现象不甚明显，如图10所示，即给定相同的电流指令，由于参数不一致导致的零序环流仅为0.7 A.为了突出本文提出的控制方法对零序环流的抑制效果，根据仿真实验的另一种仿真情况进行验证.电抗一致，给定不同的3次零序指令电流控制系统中不采用第四桥臂电流闭环时，实验结果如图12所示，逆变器1、2的3次零序谐波指令电流分别为i n＊1=10 A、i n＊2=5 A，理论上希望其按照对应的指令输出相应大小的3次零序电流.但是，由于两组逆变器采用中线不控的控制策略，在两组的第四桥臂接线电抗相等的情况下，其中线上的实际零序电流相等，均为i n1=i n2=7.5 A，总中线电流为i n1+i n2=15 A.因此，根据零序环流的定义，两组直接并联三相四桥臂逆变器之间的零序环流为i o=2.5 A.控制系统中采用第四桥臂电流闭环时，实验结果如图13所示.逆变器1第四桥臂中线上的3次零序谐波电流和给定的3次零序指令电流相等10 A，同样逆变器2中A，总中线电流为i n1+i n2=15 A.因此，根据零序环流的定义，两组直接并联三相四桥臂逆变器间的零序环流基本被抑制为0.上述实验表明，本文方法能够有效抑制直接并联三相四桥臂逆变器间的零序环流，对采用传统的SPWM调制方式的微电网新能源并网逆变器多机直接并联具有重要实践意义.图10 未采用本文方法时两组直接并联三相四桥臂逆变器间的零序电流（L 1≠L 2，i＊n1=i＊n2）图11 采用本文方法时两组直接并联三相四桥臂逆变器间的零序电流（L1≠L2，i＊n1=i＊n2）图12 未采用本文方法时两组直接并联三相四桥臂逆变器间的零序电流（L 1=L 2，i＊n1≠i＊n2）图13 采用本文方法时两组直接并联三相四桥臂逆变器间的零序电流（L 1=L 2，i ＊n1≠i＊n2）4 结论本文根据微电网中大功率新能源并网发电和电能质量治理统一控制的实际需求，应用直接并联三相四桥臂逆变器为基本拓扑结构，基于桥臂平均理论，建立了两组直接并联三相四桥臂VSI的桥臂平均模型，得到了其零序电流动态平均模型，揭示了零序环流的形成机理.基于VSI常用的SPWM调制方法，提出一种基于第四桥臂电流闭环的控制方法，使得零序电流完全受控，从而抑制了两组直接并联逆变器第四桥臂中线间的零序环流，有效解决了微电网中大功率新能源并网系统在扩容并机时逆变器间的环流控制问题.仿真和实验结果都很好地证明了本文方法的正确性和有效性，研究可为微电网发展提供了技术保障.【相关文献】［1］ BLAABJERG F， TEODORESCU R， LISERRE M.Overview of control and grid synchronization for distributed power generation systems［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2006，53（5）：1398-1409.［2］ SAWANT R R，CHANDORKAR M C.A multifunctional four-leg grid-connected compensator［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，2009，45（1）：249-259. ［3］ ZHANG R，BOROYEVICH D，PRASAD V H，et al.A three-phase inverter with a neutral leg with space vector modulation［C］∥Proceedings of IEEE Conference on Applied Power Electronics Conference and Exposition.Piscataway，NJ，USA：IEEE，1997：857-863.［4］卓放，杨君，王兆安，等.用于三相四线制系统的有源电力滤波器研究［J］.西安交通大学学报，2000，34（3）：87-90.ZHUO Fang，YANG Jun，WANG Zhao’an.Active power filter for three-phase four-wire system［J］.Journal of Xi’an Jiaotong University，2000，34（3）：87-90.［5］ ASIMINOAEI L，AELOIZA E，ENJETI P N，et al.Shunt active-power-filter topology based on parallel interleaved inverters［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55（3）：1175-1189.［6］ YE Z，BOROYEVICH D，CHOI J Y，et al.Control of circulating current in two parallel three-phase boost rectifiers［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2002，17（5）：609-615.［7］ PAN C T，LIAO Y H.Modeling and coordinate control of circulating currents in parallel three-phase boost rectifiers［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54（2）：825-838.［8］ KOMATSUZAKI Y.Cross current control for parallel operating three phase inverter ［C］∥Proceedings of IEEE Conference on Power Electronics SpecialistsConference.Piscataway，NJ，USA：IEEE，2002：943-950.［9］ PERREAULT D J，SELDERS R L，KASSAKIAN J G.Frequency-based current-sharing techniques for paralleled power converters［J］.IEEE Transactions on Power 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计及统一潮流控制器(UPFC)的电力系统潮流计算
图 １为 ＵＰＦＣ的各 种 控 制 功 能 。 图 １（ａ）为 电 压调 节 功 能 ，即 ＵＰＦＣ串联 注 入 电压 与 送 端 电压 的 方 向相 同或 相反 ，即 只调 节 电压 的 幅值 ，不 改 变 电 压 的相 位 。图 １（ｂ）为 相 角 调 节 功 能 ，即不 改 变 电 压 的 幅值 ，只 改 变 电压 的 相 角 ，此 时 ＵＰＦＣ产 生 的 补偿 电 压 在 图 中 所 示 的 弧 线 上 ，相 当 于 移 相 器 。
（河 源供 电局 ，广 东 河 源 ５１７０００）
摘 要 ：统 一 潮 流 控 制 器 （Ｕｎｉｆｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｆｌｏｗ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ，ＵＰＦＣ）是 目前 为止 ＦＡＣＴＳ控 制 器 中 最 全 面 、功 能 最 强 大 的 控制 器。本文介绍 了 ＵＰＦＣ的基本结构及工作原理 ，分析 了 ＵＰＦＣ的常用稳 态模 型。其 次，分析推 导 了解耦 法和联 立求解法对含 ＵＰＦＣ的 系统进行潮流计算 。两者皆与牛 顿拉 夫逊算 法相 结合 ，前 者将 系统的状 态变量和 ＵＰＦＣ的 控制 变量 的求解分 开进 行 ，后者将 系统 的状 态变量和 ＵＰＦＣ的控 制 变量联立求解 。最后利用含 ＵＰＦＣ的５节点 系统 进行潮流计算 ，验证两种算法计算含 ＵＰＦＣ的潮流计算的有效性 ，并对两种 算法进行 分析 比较 ，得 出结论 。 关 键 词 ：统 一 潮 流 控 制 器 ：潮 流计 算 ；解 耦 法 ；联 立 求 解 法 文 章 编 号 ：１００８—０８３Ｘ（２０１６）７—００３６—０６ 中 图分 类号 ：ＴＭ７４４ 文 献 标 志 码 ：Ａ
数字有源EMI滤波器解耦电路的设计方法
电气传动2015年第45卷第10期数字有源EMI 滤波器解耦电路的设计方法姬军鹏，刘艺杰，曾光，高亮（西安理工大学自动化与信息工程学院，陕西西安710048）摘要：针对数字有源EMI 滤波器（DAEF ）信号检测点与注入点的耦合会降低EMI 抑制性能问题，通过建立含有解耦电路的DAEF 模型，仿真分析解耦电路对滤波特性的影响，提出一种DAEF 系统解耦电路的设计方法。
该方法基于实测阻抗匹配原则，在不改变原电路结构，不增加DAEF 体积的前提下，大幅度提高了DAEF 系统EMI 抑制能力。
基于FPGA 控制器搭建了含有解耦电路的DAEF 控制系统平台，实验验证了所提出的解耦电路设计方法，有效地提高了DAEF 的滤波能力。
关键词：电磁干扰；EMI 滤波器；滤波性能；解耦；阻抗匹配中图分类号：TM46文献标识码：ADesign Method of Decoupling Circuit in Digital Active EMI FilterJI Jun ⁃peng ，LIU Yi ⁃jie ，ZENG Guang ，GAO Liang（Faculty of Automation and Information Engineering ，Xi ’an University of Technology ，Xi ’an 710048，Shaanxi ，China ）Abstract:Aiming at the problem that the coupling between EMI signal detection point and injection point indigital active EMI filter （DAEF ）reduces EMI suppression performance ，presented a design method about decoupling circuit in DAEF system through building DAEF model with decoupling circuit and analyzing effect of the decoupling circuit on filter characteristics.Based on real tested impedance matching principle ，and no changing original circuit structure and no increasing the volume of DAEF ，this method greatly improves DAEF system EMI suppression performance.Built a DAEF control system with decoupling circuit based on FPGA controller.Experiments results showthat the proposed method effectively improves the filtering performance of DAEF.Key words:electro ⁃magnetic interference ；EMI filter ；filter performance ；decouple ；impedance matching基金项目：陕西省重点学科建设专项基金资助项目（105-5X1201）；西安理工大学特色研究计划项目（2014TS010）作者简介：姬军鹏（1979-），男，硕士，工程师，Email ：******************.cn开关功率变换器的高频化使得其产生的高频传导EMI 噪声越来越严重，为保证电子设备的正常工作，国标GB/T 21419—2013规定了传导EMI 信号在0.15~30MHz 频率范围内的允许发射限值［1］。
小型化多频宽带MIMO天线的去耦方法研究
小型化多频宽带MIMO天线的去耦方法研究小型化多频宽带MIMO天线的去耦方法研究摘要：随着通信技术的不断发展和应用领域的不断扩大，对于天线的要求也越来越高。
多频宽带MIMO天线由于其在多信号传输和接收方面的优势，成为了目前热门的研究方向之一。
然而，多频宽带MIMO天线中存在的一个重要问题就是去耦效果不佳。
本文以小型化多频宽带MIMO天线为研究对象，探讨了去耦方法的研究和改进。
通过在小型化多频宽带MIMO天线上设计新颖的去耦结构，实验表明该方法能够显著提高去耦效果，提高系统性能。
1. 引言如今，无线通信已经成为人们生活中不可或缺的一部分。
无线通信技术的不断发展，使得通信设备越来越小型化，并能提供更高的数据传输速度和更稳定的连接。
多频宽带MIMO天线作为一种重要的技术，能够在有限频段内同时传输和接收多个信号，为无线通信提供了更为灵活和高效的解决方案。
然而，多频宽带MIMO天线存在的一个重要问题就是去耦效果不佳，这对于天线的性能和系统的稳定性产生了负面影响。
2. 多频宽带MIMO天线的去耦问题分析多频宽带MIMO天线由于其特殊的结构和工作方式，存在较强的耦合现象。
这种耦合会导致天线之间的相互干扰，降低系统的性能。
各种因素，包括天线之间的距离、天线的位置、天线的天线间隔等都会影响到多频宽带MIMO天线的去耦效果。
3. 常见的去耦方法目前，针对多频宽带MIMO天线的去耦问题，已经提出了许多解决方法。
我们将对其中的几种常见的方法进行分析和总结。
3.1 天线布局优化通过对天线的布局进行优化，可以减小天线之间的距离，降低耦合效应。
通常情况下，可以通过增加天线之间的距离或者使用特殊的物理结构来实现。
然而，这种方法需要较大的空间来进行布局，对于小型化的无线通信设备来说不太适用。
3.2 滤波和调配技术滤波和调配技术是常见的去耦方法之一。
通过在天线之间添加滤波器，可以减小频率间的干扰。
调配技术则是通过调整天线之间的工作频率和信道来避免干扰。
解耦与非解耦控制的静止无功发生器(SVG)原理简介及仿真验证
解耦与非解耦控制的静止无功发生器(SVG)原理简介及仿真验证1.SVG概述静止无功发生器，即SVG，是目前无功功率控制领域内的最佳方案。
SVG采用可关断电力电子器件（如IGBT）组成自换相桥式电路，经过电抗器并联在电网上，适当地调节桥式电路交流侧输出电压的幅值和相位，或者直接控制其交流侧电流。
迅速吸收或者发出所需的无功功率，实现快速动态调节无功的目的。
2.SVG原理2.1三相SVG原理图1三相SVG控制框图图1所示为SVG的主电路拓扑及控制算法，直流侧电容与直流电压给定值进行比较后进入PI调节器，输出的值作为有功轴的给定值，再通过dq变换将电网电压与并网电流解耦为直流量，其中的d轴代表有功轴，q轴代表无功轴，电压外环的输出值作为d轴电流内环的给定值，而需要的无功补偿量作为q轴电流内环的给定值，经极坐标转换后使其转换为三相调制波，最后进入SPWM模块产生控制开关器件的SPWM脉冲，从而使系统中的无功得到补偿，使电网侧的功率因数为1。
当系统负载为容性无功或者感性无功时，所需要的无功补偿量是不同的。
2.2基于非解耦控制的单相SVG原理2.1中所述三相SVG的控制原理是基于三相解耦控制的，这种控制方法可有效实现有功与无功的调节，不会影响网侧电流的输出。
本节介绍单相SVG的控制原理，该控制方法如图2所示。
图2非解耦的单相SVG控制方法直流侧由恒压源提供（例如蓄电池），由相角检测环节检测出网侧电压与网侧电流的无功功率，计算出相角，然后将需要补偿的相角合入锁相环的输出信号，再送入电流内环进行PI调节，最终起到无功补偿的作用。
这种控制方法在起到无功补偿作用的同时会影响网侧电流的大小，因为电压外环的给定不是自动检测的，而是人为给定的，因此电压外环的输出并非零，这将导致网测电流受到影响。
3.仿真验证为了使大家对SVG有初步的了解，以MATLAB为仿真平台，进行三相解耦控制的SVG建模验证及单相非解耦控制的SVG建模验证。
MIMO雷达分组正交波形集优化设计方法
MIMO雷达分组正交波形集优化设计方法
孙进平;刘天趣;乔亚琼;胡卫东
【期刊名称】《现代雷达》
【年(卷),期】2024(46)2
【摘要】在现代电子对抗中,数字射频存储(DRFM)设备能够快速截获机载脉冲多普勒雷达信号,能够实现对多输人多输出(MIMO)雷达的干扰。
MIMO雷达可基于多组相互正交的波形集来对抗DRFM干扰。
同时,为最大化MIMO雷达波形分集增益,每个脉冲内发射的波形也需要正交。
为了平衡组内和组间的正交性,文中建立了一种分组正交波形集优化模型,其目标函数为组内和组间相关函数性能评估指标值的加权和;为了求解该优化问题,提出了一种分组正交波形集设计方法。
所提方法将原优化问题简化为p-范数优化问题,基于MM算法导出了最小化目标函数的迭代求解表达式。
仿真结果表明,所提方法可通过改变权重系数来灵活平衡MIMO雷达的干扰抑制性能和距离压缩性能。
【总页数】6页(P42-47)
【作者】孙进平;刘天趣;乔亚琼;胡卫东
【作者单位】北京航空航天大学电子信息工程学院;国防科技大学电子科学学院【正文语种】中文
【中图分类】TN958.3
【相关文献】
1.混沌序列的MIMO雷达正交波形集设计
2.MIMO雷达正交混沌调频波形集设计
3.MIMO雷达正交波形集设计——线性调频-相位编码混合波形
4.基于斜刀刃状模糊函数优化的MIMO雷达正交波形设计
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五电平MMC-UPQC的无源控制
五电平MMC-UPQC的无源控制祝贺;王久和;郑成才;张巧杰【摘要】This paper analyzes the power circuit topology and operating principle of five-level modular multilevel converter-unified power quality conditioner(MMC-UPQC), the mathematical model of dq0 coordinate system and EL model are established. In order to speed up the convergence of error storage function, the method of injecting damping is designed for passivity based controller in current inner loop to ensure the stability of MMC-UPQC. The desired current is obtained by PI controller in voltage outer loop, the static error is eliminated. Active and reactive power decoupling control is achieved through the proposed passivity based control, so the dynamic and static performance of system is ensured. Under the negative sequence double frequency coordinate transformation, inter-phase decoupling control is used to suppress circulating current and reduce the switch losses. The extraction of voltage and current compensation based on Park transformation is adopted, which has no need of phase lock loop, so the compensation precision is improved. At last, the simulation model of five-level is built in Matlab/Simulink. Simulation results show that accurately compensating unbalanced, harmonic voltage and reactive, harmonic current has verified the feasibility of passivity based control.%分析五电平模块化多电平变换器-统一电能质量调节器(MMC-UPQC)的主电路拓扑和工作原理,建立其在dq0坐标系下的数学模型及EL模型.为加快误差能量收敛,采用阻尼注入方法设计电流内环无源控制器,确保MMC-UPQC的稳定性;通过电压外环PI控制器获得内环期望电流,消除静态误差.所提出的无源控制实现了对有功和无功的解耦控制,使系统具有良好的动静态性能.在负序二倍频坐标变换下采用相间解耦控制抑制环流,减少开关损耗;采用基于Park 变换的电压电流补偿量提取方法,无需锁相环,提高补偿精度.最后在Matlab/Simulink搭建五电平MMC-UPQC仿真模型,仿真结果表明能够较准确地补偿不平衡、谐波电压以及无功、谐波电流,证明了无源控制的可行性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2017(032)0z2【总页数】7页(P172-178)【关键词】模块化多电平变换器-统一电能质量调节器;EL模型;无源控制;PI控制;环流【作者】祝贺;王久和;郑成才;张巧杰【作者单位】北京信息科技大学自动化学院北京 100192;北京信息科技大学自动化学院北京 100192;北京信息科技大学自动化学院北京 100192;北京信息科技大学自动化学院北京 100192【正文语种】中文【中图分类】TM761随着非线性敏感负荷的大量出现，用户对电能质量提出了更高的要求。
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法，与传统的对角矩阵解耦法作比较，并 Simulink 仿真过程，可以得到并联补偿解耦法在仿真过程的优点。
关键词：时滞系统；MIMO 系统；对角解耦；并联补偿解耦；
中图分类号：TP39
文献标识码：A
文章编号：1007-8320（2012）03-0102-02
Use parallel compensation decoupling method design of MIMO control
该 仿 真 实 验 时 间 分 别 为 t=200， 400，600，800，1000，2000，8000，10000，20000s，在仿真之后， 比较并联补偿法与对角解耦法的优势。
3 结论
本文使用了一种新的解耦方法，从上面的例子可以看出， 并联解耦比对角解耦的要求的条件更低，而且稳定性能更好。 对角矩阵要求受控对象的矩阵必须是可逆的，但是并联解耦 矩阵却没有这方面的要求。显示出了并联解耦法的优点。
第 39 卷第 3 期
黄 威，等：用并联补偿解耦法设计 MIMO 控制的仿真
103
图 2 表示 P I 控制器和 S mith 控制结构 图 3 中 C（s）为 PI 控制器，K（s）)G（s）)为被控制对象的传 递函数，先假设二个通道相互独立，用 Simulink 软件仿真，仿 真图如 4 所示，其中 C（s）的参数,积分系数 Sp1 为 27，比例系 数 Si1 为 0.2. 第二个通道 Sp2 为 8，Si2 为 0.8.Input1 值为 3 的阶 跃信号，Input2 值为 2 的阶跃信号。
摘 要: 针对过程控制中常见的多输入多输出(MIMO)系统，由于系统中得各个控制通道之间存在耦合关系，所以 输出往往要经过一段时间才能响应输入信号，时滞现象广泛存在于工业控制中，对于消除这种现象，传统的方法有对
角矩阵解耦法，但对于一些比较复杂的系统解出的解耦补偿矩阵，往往计算都比较复杂。文章使用一种并联补偿解耦
K21g21=
-3 3s2+4s+1
e- 19s
收稿日期：2012-01-09 作者简介：黄威(1986-),男，硕士研究生，主要研究方向：控制过
程与解耦方法.
X2 通过对 X1 产生耦合作用其表达式为：
K21g21=
4 s2+3s+1
e- 17s
X1 通道的被控制量的表达式为：
K11g11=
3 27s+1
图 2 为独立控制通道 S imulink 仿真
图 4 并联解耦仿真结果(t=200s ) PI 为控制器，其内部的 Si1，为 0.2，Sp1 为 27。 最后得出的仿真结果稳定性比较好。如图 5 所示。
图 5 图所示系统的仿真图(仿真时间 2000s )
2 并联补偿法(P CD)设计
在工业自控系统中的 2 输入 2 输出系统中，由于系统多 个通路之间存在着相互耦合，并且当系统的复杂性增大以后， 传统的解耦方法并不能十分有效地解决这个问题，所以本文 利用一种新的方法—— —并联补偿法，在耦合项加上一项大小 相同但方向相反的耦合项，使得耦合项的作用大大减小。
e- 32s
X2 通道的被控制量的表达式为：
K22g22=
3 27s+1
e- 32s。
图 1 2 输入 2 输出耦合系统 X1，R（s），K 和 Y1 共同构成通道，通常采用预估器和解耦 器，控制器为回路的控制图，如图 2 所示，R（s），Y（s）表示系 统输入，输出变量，G（s）为被控时滞对象，K（s）表示解耦器，C （s）表示控制器。H（s）不包含时滞部分。
广泛应用的解耦方法。但从一些资料上看来，在用这种方法计
算耦合项的函数项时，都把延时项去掉，这样大大简化计算的
复杂性。而在实际的工程应用过程中，如果将延时项去掉的
话，控制的稳定性和系统的特性将大大缩小。
假设有图 1 所示的 2 输入 2 输出耦合系统，X1 通 K21g21
过对 X2 管道有耦合作用，表达式为：
的稳定性和控制的特性。对于实际成产过程当中，往往多个变
量相互关联，一个输出受多个输入的控制，一个输入控制多个
输出，并且各个控制通道存在不同程度的滞后，这样解耦补偿
矩阵成为了解决滞后现象的关键。传统解决这一问题的方法
主要有：前馈补偿解耦、反馈补偿解耦、对角矩阵解耦，但是对
角矩阵补偿法 （Diagonal Matrix Decoupling method，DMD）是
参考文献 [1]金以慧，方崇慧.过程控制[M].北京：清华大学出版社，1993. [2]谢任宏.MATALAB R2008 控制系统动态仿真实例[M].北京：化学
工业出版社，2009. [3]翁怡方.自动控制理论[M].北京：机械工业出版社出版，2007. [4]刘豹.现代控制理论[M].北京：机械工业出版社，1992.
第 39 卷第 3 期·学术 Vol.39 Mar.3
湖南农机 HUNAN 湖 AGRI南 CULT农 URAL机MACHINERY
2012 年 3 月 2M01a2r.2年0132月
用并联补偿解耦法设计 MIMO 控制的仿真
黄 威，夏 洪，张秀喜，尧 征，郑振峰
（东华理工大学 机械与电子工程学院，江西 抚州 330013）
Abstract: In process control of common multiple-input multiple-output (MIMO) system, because the system of each control coupling relationship between channel, so the output often it takes a long time to respond to the input signal. delay phenomenon exists widely in industrial control to eliminate the phenomenon, the traditional method is diagonal matrix decoupling method, but for some of the more complex the solution of the system of decoupling compensation matrix and calculations is more complex. This paper used a parallel compensation decoupling method and the traditional diagonal matrix decoupling method for comparison. Simulink simulation process can get parallel compensation decoupling method in the process of simulation of advantages
simulation
HUANG Wei，XIA Hong，ZHANG Xiu-xi，YAO Zheng，ZHENG Zhen-feng
(College of Mechanical & Electric Engineering, East China Institute of Technology, Fuzhou, Jiangxi 344000, China)
Keyword: time delay system; MIMO system ; Diagonal decoupling; Parallel compensation simulink
1 引言
各个控制通道中的耦合广泛存在于多输入多输出(MIMO)
的系统当中，并且时滞现象往往会影响单输入对单输出(SISO)