LDO滤开关噪声

Minimizing switching regulator residue in linear regulator outputs--Banishing those accursed spikes
Introduction
DC/DC + LDO ：提高稳定性、精度、瞬态响应，降低输出阻抗。

理论上，还会显著降低纹波和电压尖峰。

但实际上，LDO很难抑制开关稳压器产生的电压纹波、电压尖峰，开关频率比较高时更难抑制，当Vin与V out电压差较低时，这种影响会被进一步放大。

但是从效率角度看，却希望Vin – V out的电压差越低越好。

输入滤波电容是为了平滑纹波和电压尖峰。

输出电容是为了维持较低的输出阻抗，提高负载瞬态响应，对某些稳压器来讲，还有频率补偿的作用；附带的功能还包括降低噪声，最小化由输入引起的输出电压波动。

这些高频噪声，即使幅值很小，也会对视频、通信和其他一些对噪声敏感的电路产生影响。

大量的电容和其他电路被用来消除这些不希望的信号及其影响。

理解噪声源头和本质是遏制的关键。

Switching regulator AC output content
开关电源的输出交流分量包含100kHz~3MHz的开关频率纹波，及大约在100MHz的开关电压尖峰（因为开关管的瞬态开关而产生的）。

参考上图LDO稳压电路。

滤波电容用来滤除这些电压尖峰，但是实际上不能全部消除。

降低开关稳压器的开关频率和开关切换速度可以大大降低这些纹波及电压尖峰的幅值，但会导致磁性元件的尺寸增大，效率降低。

Ripple and spike rejection
线性稳压器对于开关频率纹波电压有较好的抑制作用，但是对非常宽频的尖峰抑制较差。

下图是LDO，LT1763，对不同频率的纹波的抑制性能。

100kHz时为40dB的纹波抑制比，但是到1MHz的时候就跌落到了25dB。

本希望用输出滤波电容来吸收这些高频分量，但是其也有自身的高频性能限制。

下图为主要考虑了高频寄生参数后的LDO稳压电路。

其中磁珠寄生电容、滤波电容的ESL和ESR、LDO 内部开关的寄生电容、电路板走线的寄生电容，组成了一个高通电路。

而且通过寄生电容会影响LDO的reference及内部的放大器。

识别这些高频参数很重要，对于测量和降低输出的高频分量都有帮助。

LDO的高频馈送路径，主要是影响reference的电容及影响内部放大器的电容。

它们与运放有限的增益带宽一起限制了高频抑制能力。

输入输出滤波电容，由于寄生电感和电阻的存在，其滤波效果随着频率的升高而降低。

电路布局的杂散电容提供了不希望有的馈送路径。

地电平的差异（由走线电阻及电感引起的）增加了额外的输出误差，并且使测量更复杂。

其他因素：铁氧体磁珠、电感有各自的高频寄生回路，但是有很大的高频抑制作用。

Ripple/Spike Simulator
为了很好地理解这个问题，需要观察LDO在不同工作状态下对纹波和电压尖峰的响应。

纹波、电压尖峰的参数包括：频率、谐波分量、幅值、持续时间，及直流电压值。

采用下图可模拟开关稳压器的输出，DC电压、纹波、电压尖峰参数均可调。

函数发生器产生两个同步信号，一个为Vpk可调的锯齿波，一个为同步的矩形波。

锯齿波经过隔直后于外部的直流电压相加，然后通过A1放大输出叠加了纹波的直流电压。

L1和1Ω电阻是为了让A1能够稳定的输出。

同步的锯齿波经过微分电路及C1、C2两个比较器后，输出两个脉冲低电平，经过二极管的与门及反相器后，驱动Q1输出电压尖峰，经过22uF 电容叠加到LDO的输入端。

LT1460的输出电压，通过一个1k电位器和A2来调节电压尖峰的宽度。

Linear Regulator High Frequency Rejection Evaluation/Optimization
Cin=1uF, Cout = 10uF, 纹波抑制约为20倍，但是电压尖峰没有什么变化，仍然很高。

电容由于寄生电感及电阻，对高频滤波没太大作用。

增大输出电容Cout = 33uF，纹波电压进一步降低，抑制比又提高了5倍，但是对电压尖峰衰减很少。

Cin前加一个铁氧体磁珠，电压尖峰抑制了5倍，直流及低频部分未衰减。

在Cout前再增加一个铁氧体磁珠，电压尖峰被移植到1mV以下。

放大后可以看到电压尖峰为900uV，较最初衰减了接近20倍。

为了验证之前的测试没有受到共模电压及地回路的影响，将示波器的输入端点在测试点附近的地上，测得的结果应该是没有信号。

附录A：About Ferrite Beads
铁氧体磁珠的阻抗随着频率的提高而增加，有助于对高频噪声的滤波。

选择那些在LDO通
频带内无损的磁珠。

不同的铁氧体材料和形状，在不同的频率和功率下，损耗因数也不同。

磁珠可以串联起来使用，提高对高频的抑制作用。

附录B：Inductors as High Frequency Filters
有时候用电感而不是磁珠来对高频进行滤波，一般来说，电感的范围为：2uH~10uH。

主要对低频滤波有很好的效果，比如<100kHz。

缺点是会带来铜损降低效率，寄生的电容产生高频馈送回路，开关稳压器辐射产生的杂散磁场使得电感产生变压器效应，电感绕组变成副边，引入不应有的电流。

由此产生的纹波和电压尖峰也会作为导通部分，降低电路性能。

在某些情况下，如下图所示的电路板走线，对高频表现为电感特性，虽然比铁氧体磁珠的损耗小很多，但可能会带来意想不到的滤波效果。

附录C：Probing Technique for Sub-Millivolt, Wideband Signal Integrity
测量mV以下的宽带信号需要注意一些关键问题。

低噪声的PCB布板，考虑电流走向及电源分布的相互影响，地线布局及铺铜。

检查器件的选择及放置的影响。

规划辐射管理及负载电流的返回路径。

在有完善的电路、良好的布线、以及正确选择的器件的前提下，测量才是有意义的。

如果信号连接引入畸变，再精心准备的面包板也不能用来测试mV以下的信号。

电路的接口对于能否准确获取信息是最为关键的。

低电平、宽带信号的测量要关注信号是如何引入测试仪器的，因此要注意接入到面包板的测试设备（包含其电源）之间的接地回路，和由于过长的测试线或电路走线引入的噪声。

尽量减少电路板的接口数量，并保证引线最短。

进入和引出面包板的宽频信号必须用屏蔽层接地的同轴走线连接。

下面给出一组图片来对比不同测量条件下的结果：
左图：信号通过同轴路径接入，右图：采用3英寸长的地线将同轴线屏蔽层与电路板的地平面连在一起，导致信号畸变和振铃。

（0.01V/DIV，AC COUPLED ON 3VDC）
用如下图所示的方法将信号到40dB的前置增益放大器来测量200uV/div的900uV波形。

需要注意的是全部采用同轴连接，包括交流耦合电容，从稳压器，到前置放大器，再到示波器。

同轴耦合电容的屏蔽层直接连到稳压器电路板的地平面，电容的中间导电端连到稳压器的输出。

下面左图是前面900uV信号的展开，右图是在测量时采用了2英寸的非同轴接地线，导致波形紊乱。

为了验证测量的完整性，可以将信号的输入端（同轴耦合电容的中间导电端）在测量点处就近接地，理想情况下应该没有信号，但实际上由于共模的影响，还是会有很小的信号，这是允许的。