带隙基准设计

带隙基准参数设计
基准源核心电路参数设计
首先，考虑两个三极管发射极面积之比N的选取。

由上述公式可知：N值越大，则R2/R3的比例就越小，从而可以减小电阻的版图面积。

但是N值越大，也会导致三极管的静态电流增大。

折中选取N=8，这样版图可以采用中心对称布局，有利于减少匹配误差。

假设选取的工艺下的三极管的电流大于1uA时，V BE的输出曲线较为平滑。

从节省功耗的角度，假定流过三极管集电极的电流为1uA。

由上述公式可知，当N=8、IR3=1uA、T=300K时，计算得：
考虑到R1和R2的数值数倍于R3，则电阻值太大，消耗版图面积太大。

因此，作为折中，选取R3为10K，电流值为5uA左右。

确定了以上参数后，考虑一阶补偿时R2的取值。

对上述公式在T0处求导可得：
令上式为零，即进行一阶补偿，可得：
化简得：
代入参数，V G0=1.205V，查图可知V EB1在5uA的偏执电流下约为716mV，300K温度下V T0=26mV，r=3.2，a=1（三极管的偏置电流为PTA T），N=8，计算得：
为了产生600mV的输出电压，需要调整R4的值。

由上式可以推出：
在T=300K条件下代入各值，求得R4=48.5K。

考虑到各个电阻阻值偏大，故将各电阻设为高阻多晶型。

然而，高阻多晶虽然有很高的方阻，但是工艺稳定性不太好，故后期的Trimming 工序是必不可少的。

最后，确定电流镜的尺寸。

采用适当偏小的宽长比，可以提高电流镜的过驱动电压，进而可以减小电流镜阈值电压失配所带来的影响。

另外，沟道长度调制效应也是一个重要影响因素，考虑到低压应用不能使用Cascode结构，可以增大器件的栅长来减小沟道长度调制效应的影响。

但是过大的沟道长度会导致版图的面积的增加，需要在性能和版图面积之间做出折中。

经过计算与迭代仿真，选取M1、M2和M3的宽长比为10um/1um。

注意电流镜的版图设计中需采用中心对称布局以减小误差。

综上，通过理论分析，确定带隙核心电路的器件参数为：
运算放大器设计
运放的性能对带隙的性能有着直接的影响。

其中，最重要的影响因素是运放的失调。

运放的失调包括系统失调和随机失调。

所谓系统失调是指由电路结构本身的不对称引起的失调；而随机失调是指在工艺制作过程中引入的不对称和芯片封装应力引入的失调。

与囊的系统失调在电路仿真阶段就能够体现出来，而随机失调是无法通过仿真计算的。

不管怎样，系统误差和随机误差，设计过程中应尽可能的考虑。

虽然随机误差是不可避免的，但是通过合理的版图设计与电路结构的选取能有效的降低运放失调电压的值。

具体方法如下：1、采用消失调技术。

由于消失调技术一般都是分时使用，需要有时钟信号，因此这种方法
的应用受到一定的限制。

2、采用大尺寸器件并仔细选择版图的布局使得失调最小。

在版图布局中尽量采用交叉对称、
质心布局等方法。

3、增大V T lnN项，从而减小V OS的权重和影响。

接下分析运放的增益对带隙输出的影响，其重要可以分为两个方面：
一、开环增益有限对基准输出的绝对值的影响。

开环增益有限也使V A不等于V B，但与失调
电压的影响相比，开环增益的影响要小一些。

因为带隙基准中的运放是低频运放，增益做到上万倍是很容易的，所以由它引起的误差量较小。

对于有限增益引起的误差，其可以在电路仿真中体现出来，从而通过电路参数的微调消除。

二、开环增益对带隙的PSRR的影响。

带隙的PSRR只要由运放的增益决定，PSRR的带宽
也主要由运放的带宽决定。

运放结构的选取：对于运放在带隙基准源中的特定应用，所以要考虑的技术指标和普通运放有些差异。

比如，本运放的设计就不需要考虑共模输入范围，因为该运放的两个输入端所接电位为三极管的基极-发射极电压，变化很小。

考虑到运放要求的增益很高，单级运放达不到要求，而Cascode结构不适合低压应用，因此选择两级运放作为实现结构，如下图：
对于每个电路来讲，我们都希望电路能够在较宽的供电电压范围内工作，因此电路所能工作的最小工作电源电压也是本文考虑的内容之一。

对于该带隙基准电路而言，运放的最小工作电源将影响整个电路的工作电压。

由上面的电路图可知运放的共模输入范围为：
由上式可知，电源电压V DD与输入共模电压大小有关，降低输入共模电压，可以降低电路的工作电源电压。

在本电路结构中，运放的输入电压为V EB的导通压降，当温度在-40°C~120°C范围内变化时，V EB大致在550mV到800mV之间变化。

根据上面的分析，最终采用下图所示的改进的两级运放，相比上图电路增加了电阻R S 和用于频率补偿的R C和C C。

第一级低频增益A V01及输入范围
其中，I SS为M5的偏置电流。

可以看出增加R S可以增加增益的线性度，同时扩大输入的范围。

频率补偿设计
通过对两级运放的小信号模型分析，可以得出该电路主要有三个极点和一个零点。

它们分别为：
其中，R1、C1分别是第一级的输出电阻和输出电容，R2、C2分别是第二级的输出电阻和输出电容。

通过设计可使Z1=P2，于是可以解得
这样去掉了零点和次主极点，剩下P1和P2要使电路更加稳定，则：
其中GBW是增益带寛积。

若C2>>C C，则可以得到：
要使电路的建立时间与稳定性达到较好的折中，取相位裕度为60°，则此时有：
最后仿真结果：低频增益为89dB，相位裕度为52°，增益带寛积为20MHz。

启动电路设计
图中重点标明了A、B、C三个关键电路节点。

可以看出，I M1与C点电压的关系可以表示为：
并且对于电流镜M1和M2，忽略沟道长度调制效应，有：
结合上面两个约束条件，可以得到下图：
图中有两个稳定点，电路在这两个点上都可以稳定。

假定电路上电后，由于失调电压的存在，导致运放的输出偏高而不足以开启PMOS管，则带隙基准电路中不会有电流通过，这样输出基准电压则一直保持为0，电路始终维持在非期望工作点上。

为了避免这一情况，必须要加入一个启动电路使得电路上电后能迅速产生一个偏置电流把电路拉向期望工作点，设计启动电路有以下几个要点：
1、能快速产生偏置电流来启动电路；
2、主电路进入稳定工作状态后启动电路能自动关闭；
3、不影响基准电路的正常工作，不影响输出基准电压的精度。

本文所采用的启动电路设计引入了数字电路中反相器的思路，这种启动电路的器件使用少，功耗趋于0，并且适用于低压工作。

具体分析如下：
如上图，假定上电后电路工作在非期望工作点，则PNP三极管没有电流通过，VEB接近为0，电流镜的栅极电压接近V DD，即V A约等于0，V C约等于VDD。

此时M11和M12构成的反相器拉高M13的栅极电压，M13导通并将C点电压拉低。

如果C点电位小于V DD-V THP,则此时PMOS电流镜开始导通，为基准电路注入电流，直到电路达到期望稳态点。

A点电压最终稳定于500~800mV区间（在-40°C~120°C范围内），设置M12的宽长比大于M11的宽长比，调整反相器的VTC曲线使得反相器具有较低的关断电压，从而在此时关闭M13。

电路稳定工作后，该支路的电流仅由CMOS漏电流决定，功耗约为nW级。

最终的电路
低压带隙结构
适用于低压带隙的开启电路
设计目的：低压带隙电路上电时，可能进入两个状态，一是正常工作状态，另一个状态时V P和V N为低电平，误差放大器的输入管关断，V C为高电平，M P1、M P2、M P3关断，整体电路停止工作。

为了使低压带隙电路上电能进入正常工作状态，所以需要开启电路，并且启动电路使主电路开启正常工作后，启动电路需要断开，不影响主电路工作。

工作原理：启动电路的作用是要确保电路上电后正常工作，整个电路停止工作时，V P的电压低于NMOS的阈值电压，启动电路开始工作，V P是低电平，这会使M23关断，从而进入工作状态。

此时V P为高电平，M23开启，M17~M22关断，此时，启动电路对正常工作的带隙电路不产生影响。