放大器电路PSRR分析以及改善方法详述

在实际应用一个电路时，噪声和波动常会在不知不觉时被引入到供电电压中，从而影响输出端电压。

为此，要使电路稳定，就必须消除或抑制这些噪声。

基于这个原因，弄清楚由供电电压导致的噪声，在输出端是如何表现的以及如何测量并削弱这些影响输出的噪声是必要的。

PSRR是电路抑制来自于电源噪声能力的量化术语。

它被定义为输入端到输出端的增益与电源到输出端增益的比值，即
这里，A(s)=输入端到输出端的增益=Gm×Rout；Ap(s)=电源到输出端的增益=GMp×Rout。

因此
这里，Gm为输入信号跨导；GMp为电源跨导。

1 改善PSRR的方法
为减小电源波动对输出端的影响，Gm必须增加而GMp必须减小。

理想情况下，要完全排除电源波动的影响，就要使Gm 无限大，而GMp为0。

文中介绍了共源共栅技术，负反馈技术和采用附加电路。

3种改善放大器电路PSRR的方法，并进行了仿真验证。

通过从VDD到输出端能够反方向影响电源波动的负增益改善PSRR，从而反映到放大电路的输出端。

共源放大器为应用这一技术提供了支撑，结果已被证实。

2 共源共栅技术
2．1 简介
共源共栅技术，尽管增加了放大器的输出阻抗Rout，却也极大地增加了放大器电路的增益。

然而，从电源VDD到输出端的增益仍然为1，与共源放大器相同。

这样，共源共栅技术改善了PSRR，由于它增加了输入端到输出端的增益，而保持电源到输出端的增益为常数。

然而，和共源放大器相比，共源共栅也带来了输出摆幅和3 dB频率点减小的不足。

输出摆幅减小是由于Vd输出摆幅值要求较低。

由于输出能力增加，输出端的频率点左移而导致3 dB频率的减小。

2．2 电路
共源电路如图1所示，它由一个P MOS管作为负载，以负载MOS管的偏置电路来估计放大器的PSRR。

一个30 μA的电流源被用做放大器的偏置。

这个共源放大器的增益可以仿真到3 dB频率为5．43 MHz8寸的356。

由于电源端的增益AVDD为1，因此PSRR仍然为356。

多级共源放大器如图2所示，它包括共源共栅N MOS晶体管M1和M2。

这些晶体管的偏置电压由镜像电流源产生，并由M1分流。

30μA的电流源被用来匹配共源放大器的偏置。

尽管负载器件只包含单级MOS，没有级联，但放大器的增益为722，是原来的2倍。

然而，由于输出阻抗增加，3 dB点的频率减小到3．57 MHz。

2．3 仿真结果及输出曲线
在共源电路里，可看到AVDD=1。

这意味着波动从电源VDD无衰减的传递到输出端，由此发现PSRR=放大器的增益，因而为了增加电路的PSRR，这一技术更趋向于增加电路的增益。

然而，该方法的主要不足在于其低的输出摆幅，其应用受到了频率较低的限制，在高频时PSRR较低。

3 负反馈技术
3．1 简介
由于负反馈保证了输出端电压跟随输入端电压，稳定了电路。

且抑制了来自像电源等其它节点的干扰，并给出了较低的电源到输出端的增益，因而改善了整个电路的PSRR。

3．2 电路
为构建负反馈方法改善PSRR，对一种带有负反馈的共源放大电路进行了仿真，并与图1中仿真的不带负反馈的共源放大器进行了比较。

负反馈的电路如图5所示，输出电压被采样并控制M6，由M6的电流通过R0转换为电压，输出电流及M0的输入电流混合构成。

负载器件是PMOS管，其偏置电压由一镜像电路产生。

在设计过程中，其电阻值是关键，因为它决定着增益和PS RR值之间的平衡。

电阻值过大会损失增益。

3．3 仿真结果及输出曲线
在使用负反馈的电路中，AVDD值已减小到0．293。

最后PSRR得已改善。

负反馈把输出电压强加于输入电压，从而稳定了电路。

因此，它能抑制任何从其他节点像电源等的波动，即使只有很低的电源到输出节点的增益值。

因此使用其它方法像共源共射电路、增益提升等来增加这一电路的增益，应用相同的反馈电路将极大地随增益而改善电路的PSRR。

4 附加电路方法
4．1 简介
附加电路是为提供消除在正常电路中电源对输出的影响，而搭建的从VDD到输出的负增益通道作为设计目标。

由于负增益消除了VDD对输出节点的影响，改善PSRR值的GMp减小了。

4．2 电路
带附加电路的共源电路如图7和图8所示，消除了使用工作以线性范围内的共源放大器，从VDD到输出节点电源波动的影响。

由于共源放大器为反相输出，由M14放大后的VDD波动，明显影响了经过输出节点晶体管M3的VDD波动。

附加电路法使增益和PSRR值达到了平衡。

随着增益的增加，PSRR值则减小。

给出了两种电路仿真如图9和图10所示，其中第一个工作在高增益下，相应的PSRR较低。

M14有电源电压VDD提供门限电压，使其有较高的Vgs值，导致其工作在线性区域。

输入晶体管M0工作在很高R0和跨导Gm的饱和区。

因而M14也被驱动工作在饱和区，而增加了它的R0和Gm值，尽管它工作在线性区。

结果发现此电路有很高的整体增益和AVDD值以及很低的P SRR。

在第2个仿真里，输入晶体管M0工作在饱和区，却在线性区的边缘。

因此，晶体管M14和M10工作在较深的线性区，减少M14消耗的等效电阻Ra。

结果，放大器的增益有所下降，同样AVDD的值也会下降。

最后，电路的PSRR彻底改善了整个放大器的增益，且能够在第二级放大器中得到改善，并维持较高的PSRR值。

4．3 仿真结果及输出曲线
通过使用消除电源波动影响的附加电路，改善了PSRR。

但由于输出阻抗上附加电路的影响，整个电路的增益依然有待于改变。

从上述结果看，整个电路将获得一个增益与PSRR的平衡。

然而，这一电路的3 dB频率点与使用负反馈技术相比较低，尽管附加的MOSFET增加了输出节点的负载电容，极点左移而3 dB频率变低。

低增益和高PSRR放大器，能通过级连达到较高的增益。

5 结束语
尽管共源共栅技术同比率改善了电路的增益和PSRR，但它却随之带来较低的输出摆幅和3 dB频率点及较高的输出阻抗，且不适于放大器的级联和较高工作频率等需求的应用中。

负反馈技术在改善放大器PSRR的同时又稳定了输出。

尽管负反馈技术减少了从电源到输出节点的增益，如AVDD，并且增益了PSRR。

但增益是按比例减少，B值能够被合理的调整以达到增益要求。

这
一技术对工作在高频中的电路有效。

附加电路则是能够给出最大PSRR值的技术，其结论能够从3种技术的仿真数据输出表里看出，并能维持较高的增益值。

但它也有减小电路3 dB频率点的不足，因为在输出端引进了附加电容。

因此，如表3中的电路2可以看到，这一电路能够达到极高的PSRR值，却是以很低的增益为代价。

因此，该电路在设计含级联放大器电路的设计中有重要作用，这里增益可通过级联解决。

附加电路能够满足电源波动稳定性的需求。