正激输出电感设计
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算首先，我们来讨论变压器的计算。
变压器是利用电磁感应原理工作的电子设备，可以将输入的直流电压变换成输出的交流电压。
变压器由一个原边线圈和一个副边线圈组成，通过改变线圈的匝数比可以实现电压的变换。
变压器的电压变换比由下式给出：Vp/Vs=Np/Ns其中Vp和Vs分别为主线圈(原边)和副线圈(副边)的电压，Np和Ns分别为主线圈和副线圈的匝数。
根据这个公式，我们可以根据所需的输出电压和输入电压来选择变压器的参数。
例如，如果我们需要将输入电压12V转换为输出电压120V，假设变压器的匝数比为10:1，即Np/Ns=10:1、那么我们可以通过求解下面的方程来计算出主线圈和副线圈的匝数：12V/Vs=10/1得到Vs=1.2V。
因此，我们需要选择一个副线圈匝数为1.2的变压器，以实现输入电压到输出电压的变换。
接下来，我们来讨论输出电感的计算。
输出电感通常用于滤波和稳压，它可以减少输出电压中的纹波和噪声。
输出电感的电感值取决于所需的滤波效果和负载电流。
一般来说，输出电感的电感值越大，滤波效果越好。
输出电感的计算可以通过下面的公式给出：L=(Vr*T)/(ΔI*2),其中L为输出电感的电感值，Vr为输出电压的纹波峰峰值，T为一个纹波周期的时间，ΔI为负载电流的纹波值。
例如，如果我们需要输出电压的纹波峰峰值为0.1V，负载电流的纹波值为0.02A，一个纹波周期的时间为10ms。
那么根据上面的公式，输出电感的电感值可以通过计算得到。
L = (0.1V * 10ms) / (0.02A * 2) = 0.25H。
因此，我们需要选择一个电感值为0.25H的输出电感，以实现所需的滤波效果和稳压。
综上所述，正激变换器中变压器和输出电感的计算涉及到输入输出电压之间的变换比、负载电流的变化以及所需的滤波效果。
通过合理地选择变压器参数和输出电感的电感值，可以实现正激变换器的正常工作和所需的电力转换效果。
正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解
一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。
3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
随着 负载上的突然变化 ， 其 １ ５ ． ８ Ｖ的电压可能
突变 ４ — ５ Ｖ， 且 在经 过数 十至 数百 毫秒 后才 能恢 复 。
能保证为 ３ ： １ ， 则在 。 和 之间存在附加 的电流
流动， 从 而在其 输 出产生 很大 的输 出纹波 。 为 了便 于分 析 。 将 图 ２中主 变压 器 的两 个输 出 绕 组用 两 个脉 冲 电压 源所 取 代 ， 则可 简 化如 图 ３所 示 。再将 图 ３电路 归一 化 ， 如 图 ４所 示 。
ＧＥ Ｐｅ ｎ ｇ
中图分类
￣ Ｔ Ｍ４ ６
文 献标 志码 ： Ａ 文章 编号 ： ０ ２ １ ９ — ２ ７ １ ３ （ ２ ０ １ ３ ） １ １ － ０ ０ １ ４ — ０ ５
近年来高频开关 电源在电子产品中得 到广泛
应用 。正激 Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ变换 器 以其 输 出纹波 小 、 对 开关
界值 。 即一 直处 于连 续状 态 。从 性 能上讲 ， 过大 限 制 了输 出电流 的 最大 变化 率 ． 而且 带直 流 电流运 行 的大 电感 造价 昂贵 。 在图 １ 所 示 的 电路 中 ， 当 保持 ５ Ｖ不 变 时 ，
（ ６ ）
（ ７ ）
注意 不论 初 级 开 关 管 导 通 还 是截 止 ， 应 保 证 Ｉ ／ 。 总是为 ３ ： １ 。如果 耦合 电感 、 的 匝数 比不
压降， 并假设它们相等 。
该 电路 电感 的最 小 值 一 般 由所 需 维 持最 小 负 载 电流 的要 求决 定 ， 而 电感 中 的电流 又分 连续 和 不 连续 两 种 工作 情 况 。如 果 负 载 电流 ， ０ 逐 步 降 低， 中的波动 电流最 小值 刚好 为 ０时 ， 即定义 为 Ｉ 临 界 情况 。在 控 制环 中 ， 连续 状况 的传 递 函数 有 两个
正激电感的计算以及验算
正激式转换拓扑之 BUCK电感计算相对于线性调整器，BUCK转换器提供了高的多的效率，功率密度大幅提高，现在一些流行的专业BUCK控制IC制作的电源其功率密度甚至可以达到50W/inch^3. 广泛用于板级电源系统。
设计一个性能满足需要的BUCK转换器，首先应保证一个具有合理的参数的储能电感。
从前面的工作原理讨论可见，输出电流在某个特定值（临界电流）之上时，电路工作在电流连续模式，流过功率管的电流为一个有阶梯的斜坡电流，斜坡的中点等于输出电流。
在输出电流从最大值下降到临界电流之前时，功率管导通时间都基本保持不变，并且电感电流的上升斜率也保持不变，但斜坡的高度即斜坡中点会随着输出电流的下降而下降；当输出电流下降到临界电流时，开关电流的前端阶梯将下降到零，这时电路将进入电流不连续模式，输出电压将不在满足 Vo=D*Vin的关系，开关导通时间将迅速降低以保持输出电压稳定。
《功率管电流波形图》临界电流的大小主要取决于储能电感的感量。
通常需要设定一个最小输出电流作为临界电流。
如果设临界电流与输出电流的比值为 K, 则输出储能电感感量 Lp 可由如下公式给出：Lp=(Vin-Vo)*Vo*T/(2*K*Vin*Io)在一般的应用中常选取输出电流的10％作为最小输出电流，这主要是在折衷负载调整率和输出响应的结果，过小的临界电流将导致电感感量较大，输出负载调整率较好，但瞬态响应变差，输出过冲变大；较大的临界电流可有效改善输出过冲和瞬态响应，但需要更大的最低输出电流才能得到较好的输出负载调整率。
另外，一个容易忽略的问题是电感饱和，储能电感工作在一个高直流成分的条件下极易出现饱和现象，电感值下降，甚至失去电感量，设计时应保证在输出少许过载的情况下电感也不会进入饱和状态。
对于待使用的电感可以使用如下参数简单计算一下可能的最大磁通密度，检验是否会出现饱和现象：Bs=(Lp*I_max)/(Ae*Np)其中，Lp是最大开通电流下的电感量(uH), I_max是最大开通电流(A), Ae 是磁心有效截面积(mm^2), Np是电感的绕线匝数(Ts). 磁心所能承受的最大不饱和磁通密度可查阅厂商相关资料。
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1)式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
正激输出电感设计(内容清晰)
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1) 式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8 V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算变压器是正激变换器的核心部件之一，主要用于将输入的交流电源变换为需要的电压。
变压器由磁性铁芯和两个或多个线圈组成。
其中一个线圈称为初级线圈，另一个或多个线圈称为次级线圈。
变压器通过电感耦合原理将输入电源的能量传输到输出电路。
变压器中的磁性铁芯能够集中磁力线，从而实现高效的能量传输。
在正激变换器中，变压器的运作是一个周期性的过程。
每个周期，输入交流电源施加在变压器的初级线圈上，进而在次级线圈中产生电压。
这种电压随后被整流电路整流为直流电压，供应给整个正激变换器的输出电路。
变压器的变比可以通过比较输入电压和输出电压的比值来计算。
输出电感是正激变换器的另一个重要组成部分。
它位于输出电路中，用于稳定输出电压。
输出电感由线圈和磁性铁芯组成。
当负载电流发生变化时，输出电感能够通过储存和释放能量来保持输出电压的稳定性。
输出电感的大小和特性取决于输出电流的需求以及系统的稳定性要求。
正激变换器的计算主要涉及到变压器和输出电感的选取和设计。
在计算变压器时，首先需要确定所需的输入电压和输出电压。
根据输入电压和输出电压的比值，可以计算出变压器的变比。
变压器的变比与输入输出电压的比值成正比，即变压比等于输出电压除以输入电压。
在计算输出电感时，需要考虑输出电流的需求和系统的稳定性要求。
输出电感的大小和选取取决于输出电流的变化范围和要求的稳压性。
通常，输出电感越大，输出电流的稳定性越好。
输出电感的选取需要计算输出电感所能提供的能量储存量，以满足系统的需求。
总结来说，正激变换器变压器和输出电感的计算是设计正激变换器的重要环节。
正确选择和设计这两个部件能够确保正激变换器系统的性能和稳定性。
计算包括确定输入电压和输出电压，计算变压器的变比以及计算输出电感的大小和能量储存量。
正激式开关电源的设计 (2)
7-3 正激式开关电源的设计中山市技师学院 葛中海由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电感的设计，但需注意避免磁饱和的问题。
反激式在20～100W 的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，操纵也比较容易。
而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用，其开关变压器可按正常的变压器设计方式，但需考虑磁复位、同步整流等问题。
正激式适合50～250W 之低压、大电流的开关电源。
这是二者的重要区别！7.3.1 技术指标正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。
表7-7 正激式开关电源的技术指标7.3.2 工作频率的确信工作频率对电源体积和特性阻碍专门大，必需专门好选择。
工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。
但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成操纵器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。
那个地址大体工作频率0f 选200kHz ，那么301020011⨯==f T =5μs式中，T 为周期，0f 为大体工作频率。
7.3.3 最大导通时刻的确信关于正向鼓励开关电源，D 选为40%～45%较为适宜。
最大导通时刻max ON t 为max ON t =T ⨯max D （7-24）max D 是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出维持时刻、变压器和和输出滤波器的大小、转换效率等都有专门大阻碍。
此处，选max D =45%。
由式（7-24），那么有max ON t =5μs ⨯0.45=2.25μs正向鼓励开关电源的大体电路结构如图7-25所示。
图7-25 正向鼓励开关电源的大体电路结构7.3.4 变压器匝比的计算1．次级输出电压的计算如图7-26所示，次级电压2V 与电压O V +F V +L V 的关系能够如此明白得：正脉冲电压2V 与ON t 包围的矩形“等积变形”为整个周期T 的矩形，那么矩形的“纵向的高”确实是O V +F V +L V ，即()ONF L O t T V V V V ⨯++=2 （7-25） 式中，F V 是输出二极管的导通压降，L V 是包括输出扼流圈2L 的次级绕组接线压降。
正激变换器设计
正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法：规格：输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右）输出电压Vout=12V输出功率Pout=1200W效率η=85%开关频率Fs=68KHz最大占空比Dmax=0.35第一，选择磁芯的材质选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材。
因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T第二，确定磁芯规格根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku)其中:Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2铜窗口占用系数Ku取0.2ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,第三，计算匝比、匝数1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf)其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375,取匝比N=11验算最大占空比Dmax，最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.3522. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106得初级匝数NP=[Vin*Dmax*(1/Fs*106)]/(ΔB*Ae)={400*0.352*[1/(68*103)*106]}/(0.201*213)=48.3 6Ts,取49Ts3. 次级匝数Ns=Np/N=49/11=4.45Ts4. 取次级匝数Ns=5Ts验算初级匝数Np,初级匝数Np=Ns*N=5*11=55Ts考虑到输入电压较高，采用双管正激比采用单管正激可以大幅减小MOS的电压应力，无需消磁绕组。
正激式变换器(正激开关电源)的设计实例
正激式变换器(正激开关电源)的设计实例作为功率变压器的一个设计实例，下面我们将设计正激式变换器中的变压器。
显然，这种变压器也不是用于我们的buck变换器中。
现在，我们考虑设计要求：输入电压为直流48V(简便起见，不需要考虑进线电压的波动范围)，输出电压为5V，功率100W，开关频率为250kHz，基本电路图如图所示。
容易得到，输出电流为100W／5V=20A。
这个电流值是比较大的，为了减少绕组电阻，副边的线圈匝数应该尽量取小。
这意味着取变比(原边匝数除以副边匝数)的时候，副边最少匝数取为1。
我们来看看变比为整数时会出现什么问题。
1 匝数比=1：1匝数比=1：1，即原边与副边的匝数相等。
当开关导通时，48V输入电压全部加在变压器的原边。
同样，副边也得到48V的电压(忽略漏感)，并加于续流二极管两端。
实际上，具有低通态电压的肖特基功率二极管其最大阻断电压为45V左右。
48V的电路中，至少要采用电压为60V的器件，如果电压有过冲或者输入电压有波动，那么要求采用更高电压的器件。
二极管的反向阻断电压越高，其通态电压也越高，变换器的效率将会降低。
在低输出电压的变换器中，整流二极管的通态电压是一个常见的问题。
原因很明显：电感中的电流要么流过整流二极管，要么流过续流二极管，无论哪种情况，在二极管中总会产生一个大小为VfI的损耗。
二极管的损耗使变换器效率进一步下降。
这部分功率不在总功率V outI之中。
解决这个问题的唯一方法是采用同步整流器，但是其驱动非常复杂(同样的道理，当输出Vout降到3.3V，甚至更低时，必须使用同步整流器)。
不管怎么样，对于一个高效率的变换器而言，如果不采用同步整流器，1：1的变压器匝数变比不是一个很好的选择(对我们的例子而言)。
2 匝数比=2：1这时原边匝数是副边的2倍，所以加在原边的电压为48V，副边和二极管上的电压为24V，可以使用肖特基功率二极管。
正激式变换器占空比近似为DC=V out／Vsec=5V／24V=21％(忽略肖特基功率二极管的通态电压Vf)。
正激变压器电感的设计
正激变压器电感的设计激变压器（Flyback Transformer）是一种用于将直流电源转换为高频交流电源的变压器。
它是一种特殊的变压器，与普通的电源变压器相比，不仅可以变换电压，还可以实现电源的反向转换。
激变压器设计的关键是电感的选择和设计，下面将从激变压器电感设计的原理、步骤和几个重要关键点进行详细介绍。
一、激变压器电感设计的原理激变压器的工作原理是利用电感储存能量，然后将其输出到负载上。
当输入电压施加在主绕组上时，产生磁场，这个磁场使得能量保存在传输线和磁芯上。
当MOSFET关断时，储存在磁场中的能量转换为电能，从而实现电源反向转换。
二、激变压器电感设计的步骤1.确定输入电压范围和输出功率：根据具体需求，确定输入电压范围和输出功率，这将直接影响到激变压器的设计参数。
2.选择磁芯材料：根据工作频率和功率要求，选择合适的磁芯材料。
常用的材料有磁性氧化铁、镍锌、钼珠铁氧体等，不同材料具有不同的磁导率、饱和磁感应强度和损耗特性，根据具体要求，选择合适的材料。
3.计算输出电感：根据输出功率和输电频率，计算出输出电感值。
输出电感是根据输入和输出电压的比值来确定的，一般输出电感值为输入电感的数倍。
4.计算主绕组匝数：根据输入电压和输入电感值，计算出主绕组的匝数。
主绕组的匝数决定了输出电感的大小和转换效率。
5.计算辅助绕组匝数：辅助绕组的作用是调节输出电压和稳定电流，根据具体要求，计算出辅助绕组的匝数。
辅助绕组的匝数要根据输入输出电压比例确定。
6.选择导线规格：根据主绕组和辅助绕组的匝数和电流大小，选择合适的导线规格。
需要考虑导线的截面积和材料特性，以保证电流能够正常通过导线。
7.计算变压器的尺寸：根据主绕组的尺寸和磁芯的截面积，计算出变压器的尺寸。
尺寸的设计需要满足磁芯的填充系数要求，以及尽可能减少漏磁和损耗。
8.仿真和优化：利用电磁仿真软件对设计结果进行计算和分析，根据仿真结果进行优化，以提高激变压器的工作效率和稳定性。
正激式变换器的参数设计及研究
正激式变换器的参数设计及研究正激式变换器是一种常见的DC-DC变换器拓扑，通常应用于电源转换和能量传输等领域。
正激式变换器通过将输入电压从低频到高频进行切换，以实现能量的转换和传输。
参数设计和研究对于提高正激式变换器的效率和稳定性非常重要。
首先，正激式变换器的参数设计需要确定输入电压范围、输出电压和输出电流等基本参数。
其中输入电压范围一般由本地电源的电压决定，输出电压和输出电流则根据实际需要进行选择。
在确定基本参数后，可以进一步设计变压器和电感的参数。
变压器是正激式变换器中非常重要的组件，其参数设计需要考虑输入和输出电压的比例关系、工作频率以及功率损耗等因素。
一般来说，输入和输出电压的比例由变压器的变比比例确定，可以通过设计决定变压器的结构和骨架，从而调整变比比例。
另外，工作频率对于变压器的设计也有重要影响，通常选择适合工作频率的材料和结构，以减小损耗并提高效率。
电感也是正激式变换器中常见的元件，其参数设计同样需要考虑输入和输出电压、工作频率和功率损耗等因素。
电感用于储存和传输能量，在正激式变换器中起到平滑电流的作用。
因此，电感的参数选择需要满足一定的电感值和电流容量要求，同时考虑磁芯材料的损耗和饱和等方面。
除了变压器和电感，正激式变换器还包括开关管和控制电路等组成部分。
开关管的选择需要考虑开关频率、耐压和导通电阻等因素，以确保其稳定工作和低功耗。
控制电路的设计需要满足开关管的驱动要求，通常选择合适的控制方式和芯片来实现高效、准确的控制。
除了参数设计，研究正激式变换器还需要考虑效率、稳定性和可靠性等方面。
对于效率的研究可以通过优化电路拓扑、选择合适的元件和控制策略来实现。
稳定性和可靠性的研究可以通过分析和仿真来评估电路的稳定性和容错能力，并根据实际情况进行改进。
总之，正激式变换器的参数设计和研究对于提高电路效率和稳定性非常重要。
通过合理选择和设计元件，优化控制策略和拓扑结构，可以实现高效、稳定和可靠的正激式变换器。
正激式电源原理设计
正激式电源原理设计设计一个正激式电源，需要考虑以下几个主要原理和步骤：1.电源的基本原理：2.输入变压器：3.整流电路：将输入变压器输出的交流电转换为直流电。
常见的整流电路有单相全波整流电路和三相桥式整流电路。
单相全波整流电路由四个二极管和一个电容组成，它的作用是将交流电的负半周转换为正半周。
4.滤波电路：在整流电路输出的直流电上添加滤波电路，以去除由于整流引起的脉动，使直流电更加平稳。
常见的滤波电路有电容滤波和电感滤波。
电容滤波电路通过将电容并联在负载处实现，它的作用是平滑直流电压。
5.稳压电路：稳压电路用于保持输出电压的稳定，以适应负载的变化和输入电源的波动。
常用的稳压电路有线性稳压电路和开关稳压电路。
线性稳压电路通过调整输出电压和输入电压之间的差值来实现稳压，它的主要原理是将多余的能量通过晶体管或稳压管耗散掉。
开关稳压电路则通过开关电源的快速开关和调节器的反馈控制来实现稳压。
6.保护电路：为了确保电源安全稳定地工作，需要加入过流、过压、过载和短路保护电路。
过流保护电路通过感应电流大小来实现对电源的保护，过压保护电路通过感应电压大小来实现对电源的保护，过载保护电路通过感应负载电流大小来实现对电源的保护，短路保护电路通过感应负载电阻变化来实现对电源的保护。
7.PCB设计：在设计正激式电源时，需要进行电路板(PCB)的设计。
PCB设计主要包括指定元器件的位置、连接线路的布局、地线和电源线的布线、电源和负载的连接等。
总结起来，正激式电源的原理设计包括输入变压器、整流电路、滤波电路、稳压电路和保护电路。
同时需要进行PCB设计，将电路组装在电路板上，保证电源的稳定和安全工作。
以上是正激式电源原理设计的主要步骤和内容，通过合理设计和布局，我们可以得到一个高效、稳定、安全的正激式电源。
正激变换器中的直流滤波电感设计公式
正激变换器中的直流滤波电感设计公式直流滤波电感的设计公式可以通过以下几个步骤得到：
1.确定输出电压的纹波限制。
直流滤波电感的设计目标是限制输出电压的纹波，通常规定输出纹波电压的最大值。
这个值通常由应用需求或设计要求所决定。
2.计算纹波电流的峰值。
纹波电流是通过直流滤波电感的主要决定因素，它与输出电压的纹波电压和负载电流有关。
纹波电流的峰值可以通过以下公式计算得到：
Iripple = (ΔV / Vout) * Iload
其中，Iripple是纹波电流的峰值，ΔV是输出电压的纹波电压，Vout是输出电压的平均值，Iload是负载电流。
3.选择直流滤波电感的工作频率。
直流滤波电感的工作频率通常与正激变换器的开关频率相同。
根据设计要求和可用的电感值范围，选择合适的工作频率。
4.计算直流滤波电感的感值。
直流滤波电感的感值可以通过以下公式计算得到：
L = ((Vout - Vripple) * Vout) / (2 * f * Iripple)
其中，L是直流滤波电感的感值，Vout是输出电压的平均值，Vripple是输出电压的纹波电压，f是工作频率，Iripple是纹波电流的峰值。
在实际设计中，还需要考虑一些实际因素，如电感的额定电流和饱和电流，以及可用的电感值范围。
因此，根据实际情况对上述设计公式进行调整是必要的。
总之，直流滤波电感的设计公式是通过计算输出电压的纹波电流的峰值和工作频率，来确定电感的感值。
这个公式可以作为起点，根据具体需求进行调整和优化。
经验总结：关于正激变压器的设计
经验总结：关于正激变压器的设计正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。
所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。
首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。
其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致deltB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。
无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。
且都可以看成是被动方式的复位。
复位的电流很重要，如果太小了复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。
复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。
但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik。
正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了。
正激输出电感设计
正激输出电感设计在电力系统中，电感是一种重要的电子元器件，它具有储能、滤波、稳压等功能，广泛应用于交流电源、直流电源、电力电子器件等场合。
正激输出电感是一种特殊的电感，其工作原理是通过正激工作方式实现电能的传输和转换。
1.选择合适的铁芯材料：正激输出电感需要使用高磁导率的铁芯材料，如锰锌铁氧体、镍锌铁氧体等。
选择合适的铁芯材料可以提高电感的磁化电感电感耐磁极饱和电流和磁场强度。
2.确定合适的电感值：电感的电感值是根据电源输出要求和负载特性来确定的。
一般需要根据电源的额定输出电流、频率等参数来选择合适的电感值。
3.计算设计电感的匝数和导线直径：电感的匝数和导线直径决定了电感的感应电感。
根据电感值、电源电流和磁场强度等参数，计算得到合适的电感匝数和导线直径。
4.考虑导线的电阻和温升：导线的电阻会导致电感的损耗和热量产生，因此需要合理选择导线的材料和直径。
在计算设计电感时，需要考虑导线的电阻和温升，并保证电感的稳定性和耐久性。
5.优化电感的结构：电感的结构设计也是影响电感性能的重要因素。
合理的结构设计可以减小电感的尺寸、降低损耗并提高电感的效率。
一般来说，可以采用层叠式绕线、分层绕线等方法来优化电感的结构。
通过以上几个要点的合理处理，可以设计出满足电源稳定性和性能需求的正激输出电感。
值得注意的是，设计中还需要考虑电感与其他元器件的配合，如滤波电容、开关管等，以确保电源的正常工作和输出的稳定性。
总的来说，正激输出电感设计是电源系统设计中的关键环节，需要综合考虑电感的参数、特性以及与其他元器件的配合等因素。
只有合理设计，才能确保电源的稳定性和性能的提升。
华为 正激式开关电源输出电感器设计步骤
I pk I o (max)
6. 计算能量处理能力，以 J（焦耳）为单位
W
2 LI pk
2
（J）
4
7. 计算电状态系数 K e 0.145 Po Bm 10 8. 计算磁芯几何常数 Kg（cm5）
W2 Kg （α=1） K e
9. 根据 Kg 由上表选择磁芯： 磁路长度 MPL（cm） ，铁心质量 Wtfe（g） ，铜质量 Wtcu(g)，平均匝长 MLT(cm)，磁芯面积 Ac(cm2)，窗口 面积 Wa(cm2)，面积积 Ap(cm4)，磁芯几何常数 Kg(cm5)， 表面积 At(cm2)，磁导率μ，每 1000 匝毫亨数 AL。 10. 计算绕组匝数 N 1000 11. 计算电流的有效值 I rms
0.4 NI pk r 104 MPL
（T）
15. 计算需要的导线裸面积 Aw（B）=Irms/J（cm2）
16. 计算需要的导线股数 Sn= Aw（B）/Aw 17. 计算新的每厘米微欧数 （New）μΩ/cm=（μΩ/cm）/Sn （μΩ/cm=1.7/ Aw） 18. 计算绕组电阻（Ω） R=（MLT）N（ （New）μΩ/cm）×10-6 19. 计算绕组铜损 PCu=I2rmsR（W） 20. 计算磁场强度 H（单位奥斯特 Oe） H=0.4πNIpk/MPL 21. 计算交流磁通密度 BAC BAC=0.4π△I/2×10-4×μr/MPL（T） 22. 计算本设计下的调整率α=PCu/Po×100％ 23. 计算每千克瓦特 W/Kg=kfmBnAC 24. 计算磁芯损失 PFe=（mW/g）WtFe×10-3 25. 计算总损失 P∑=PFe+PCu 26. 计算表面积功率耗散密度ψ=PΣ/At（W/cm2） 27. 计算温升 Tr=450ψ0.826（℃） 28. 计算窗口利用系数 Ku=NSnAw（B）/Wa
浅谈开关电源输出电感的设计
浅谈开关电源输出电感的设计――DC/DC 电路中电感的选择原文：Fairchild Semiconductor AB-12：Insight into Inductor Current 下载翻译：frm（注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC电路。
本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。
）本文PDF文档下载简介在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。
工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。
本文专注于解释：电感上的DC电流效应。
这也会为选择合适的电感提供必要的信息。
理解电感的功能电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。
虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。
在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。
另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。
在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。
在状态2过程中，电感连接到GND。
由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。
如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。
现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。
在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。
对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。
相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。
对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
我们利用电感上电压计算公式：V=L(dI/dt)因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。
正激式电源原理设计
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变压器复位电路
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变压器复位电路分析
上图中，若开关晶体管Tr1截至，则变压器Np绕组产生反 向电动势，二极管Dr导通，同时对Cr充电，Rr与Cr并联， Cr上的电荷被Rr消耗。
变压器实现复位的条件是Rr所消耗的功率等于变压器所储 存的能量，设Cr的电压为Vr，则： Vr=√（Rr×f/2Lp）×Vin×Ton
由于复位绕组N3的端电压被嵌位为输入电压Vin， 那么初级绕组Np产生复位电压Vr为： Vr=Np×Vin/Nr 只要减少复位绕组的匝数，即可使Vr上升，从 而在很短的时间tr内完成变压器复位。
由于MOS管和二极管的耐压条件有限，一般取 Vr=Vin，因此Np=Nr。
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正激式变压器的设计
正激式电源概述
一般DC/DC模块电源，功率级一般从几瓦到几 十瓦，输出电压从几伏至上百伏，对于几十瓦 的电源，一般以低压大电流为主，有5V/10A、 5V/6A、3.3V/8A等规格，效率一般在80％左右 （具体视输出电压大小可以按要求设计）。因 为模块电源要求MTBF（平均无故障时间） 1000000小时以上，所以要尽量避免使用电解电 容，最好使用陶瓷电容。陶瓷电容容量不大， 具有非常好的高频特性。此外，DC/DC模块电 源的厚度要求小于12.7mm，所以对变压器的要 求高，磁芯必须具有扁平的形状和在高频情况 下具有较小的损耗因子 。
最大导通时间： Tonmax=T×Dmax
这里的，对于正激式 ，Dmax：0.4~0.45较好，一般取0.42； 变压器的次级电压计算：
Voutmin=（Vout+VL+VD）×T/Ton Voutmin：次级最小输出电压，V；
Vout：输出电压，一般是给定值； VL：输出电感压降，=（Vinmin×Tonmax） ×104 /（Bmax×Ae）
正激电路设计
正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。
1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。
图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。
在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。
如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。
我们从〔1-76〕和〔1-77〕两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压〔图1-16-b中正半周〕的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。
因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。
图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。
其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。
关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。
正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。
因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。
反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电；另一方面，流过反馈线圈N3绕组中的电流产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。
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图1独立滤波电感两路输出正激变换器
为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。当负载电流变化较大时，甚至在出 现负载电流为零的场合下为使电路仍可以正常工作，则可在每路输出接入一固定负载。
3多路输出正激变换器耦合滤波电感的分析
对照图1和图2电路，图2电路的L1、L2为绕在同一磁芯上的电感，且匝数比与Uin1、
L12'，并假设UV1、UV2为0。在图8中，互感Lm和C2'组成主LC滤波器，而由L11和C1组成附加的LC滤波器。而如果附加的L11、C1滤波器的Q值大于1，控制环可能产 生不稳定。特别是如果选定15V输出（U02）作反馈环，虽然15V输出控制稳定，5V输出
（U01）有可能在L11－C1的谐振频率上产生自激。 所以应使L11、C1滤波器Q值小于1。
Uin2的匝数比相同，同名端如图所示。
设：UV1a=UV1b=UV1=0.6V4UO1=5V n=N2/N1=3:1
则有：Ui n仁(UO1+UV1)/D=5.6V/0.4
=14Vpp(2)
Uin2=Uin1•n=14x3=42Vpp(3)
UO2=Uin2•D—UV2=42x0.4—1.0=15.8V
在初级开关管导通时
UL1=Ui n1—UV1—UO1=14—0.6—5=8.4 V(4)
UL2=Ui n2—UV2—UO2=42—1.0—15.8=25.2V(5)
在初级开关管截止时
UL1=—UD1—UV1=—0.6—5=—5.6V(6)
UL2=—UD2—UV2=—1.0—15.8=—16.8V(7)
图5中的L1和L2'在同一个磁芯上有相同的归一化匝数，因此它有相同的归一化互感值及
相同的感应电压/匝数比。因此L1和L2'可合成一个互感Lm，如图6所示。
图9电感无耦合和有耦合的两路输出结果的仿真对比
由于电感的耦合不是百分之百，总存在漏感及外部电路的引线电感。这种影响可用
和L12'表示。实际上Lm比L11或L12'大得多。即使在开关频率上，Lm的阻抗值比输
管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连
续和不连续两种工作情况。如果负载电流10逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，
即定义为临界情况。在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极 点。因而在临界点上下，传递函数是突变的。图1电路的Uin 1,Uin2绕组通常都为紧耦合状
出电容（包括ESR）的阻抗值也大得多。所以，归一化纹波电流总的大小由Lm决定。而进
入各路输出的纹波电流则由L11和L12'决定。换言之，归一化纹波电流可以不同的比例分
别流入不同的输出，甚至可以一路的归一化纹波电流为0，这完全取决于图6电路中L11和L12'的值。
如果希望纹波电流大部分流入高压输出U02'这一路，则要求L12'比L11小得多。归
了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析
图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。两路输出分别采用无耦合的滤波电
感。其一路输出U01为：U0仁(Uin1—UV1a)D—UV1b(1—D)=Uin1D—UV1b(1)
式(1)中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极
如果选定5V（U01）作反馈环，则电路为两级LC电路控制，有可能产生180°的相移。由 于Lm较大，采用电流控制方式时，将使第一节LC电路远离90°的相移，对系统的稳定性 十分有利。
4仿真结果
对无耦合和有耦合电感的两路输出正激变换器的仿真电路分别按图1、图2进行。
为便于观察，设U01为5V、10A,U02也为5V、10A，主控网络为U01,开关频率f =100kHz,L1=L2=10mH,有耦时，耦合系数为0.95,电感量L11=0.5卩H,且位于U01输出，C1=C2=3000卩F,ESR1=ESR2=0.1Q
态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函 数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一 直超过临界值，即一直处于连续状态。从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，
而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当U01保持5V不变时，随着U02负载上的突然变化，其15.8
图4电路中，N2'=N2/n=N1
Uin2'=Uin2/n=Uin1
UV2'=UV2/n=1/3=0.33V
UO2'=UO2/n=15.8/3=5.27V
IO2'=IO2•n=5x3=15A
L2'=L2/n2
C2'=C2•n2
ERS2'=ERS2/n2
图2至图5的归一化简化分析适用于独立电感和耦合电感的情况。对于耦合电感电路，
注意：不论初级开关管导通还是截止，应保证UL2/UL1总是为3:1。如果耦合电感L2、
L1的匝数比不能保证为3:1，则在UO1和UO2之间存在附加的电流流动，从而在其输出 产生很大的输出纹波。〔3〕
为了便于分析，将图2中主变压器的两个输出绕组用两个脉冲电压源所取代，则可简化 如图3所示。再将图3电路归一化，如图4所示。
一化电路如图7所示。对耦合电感进行特殊的工艺设计，就可以达到以上的目的。为了使低 压输出U01的漏感较大，可使U01的滤波绕组位于电感的内层，而U02的绕组位于外层， 就可达到以上的目的。对于EE型铁氧体磁芯，漏感量通常小于互感量的10％，如果两个绕
组双线并绕，该值约为2％。
图8为图7电路的归一化小信号模型。由于L12'较L11小得多，为简化分析，可忽略
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
1引言
近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。正激式DC/DC变换器以其输出纹波
小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。但正激变换器对 输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论