经典雷达资料-第16章 机载动目标显示(AMTI)雷达-1

第16章机载动目标显示（AMTI）雷达FRED M. STAUDAHER16.1 采用AMTI技术的系统机载搜索雷达最初是为远程侦察机探测舰艇研制的。

第二次世界大战后期，美海军研制了几种机载预警（AEW）雷达，用来探测从舰艇雷达天线威力区之下飞近特遣舰队的低空飞机。

在增大对空和对海面目标的最大检测距离方面，机载雷达的优点是显而易见的，只要了解下述情况就很清楚了，高度为100ft的天线桅杆，其雷达视线距离只有12n mile，而与其相比，飞机高度为10 000ft时，雷达视线距离则为123n mile。

神风突击队袭击造成多艘哨舰的损失引起了机载自主探测与控制站的设想，后来这种系统发展成为一种用于洲际防空的边界巡逻机。

E—2C航空母舰舰载飞机（如图16.1所示）使用机载预警雷达作为其机载战术数据系统中的主要传感器。

这种雷达的视界很宽，用于检测海杂波和地杂波背景中的小飞机目标。

由于其首要的任务是检测低空飞行的飞机，因此这种雷达就不能靠抬高天线波束的仰角来消除杂波。

AMTI雷达系统就是在这种情况下发展起来的[1]~[3]，与前一章中探讨的地面雷达的MTI 系统相似[1][4]~[6]。

图16.1 带有旋转天线罩的E—2C空中预警机在截击机火炮控制系统中，AMTI雷达系统还可用来捕捉和跟踪目标。

在这种场合中，雷达仅需抑制指定目标附近的杂波。

因此，在目标所处的距离和角度扇形区内可将雷达优化到最佳状态。

MTI系统也可以装在侦察机或战术歼击-轰炸机上用来检测地面运动的车辆。

由于目标速度低，因而采用较高的雷达频率以获得大的多普勒频移。

因为背景杂波通常很强，故这些雷达能够有效地采用非相参MTI技术。

高空、高机动、高速度的环境条件及尺寸、重量、功耗的限制给AMTI雷达设计者带来了一系列的特殊问题。

本章将专门探讨机载条件下如何处理这些特殊问题。

第16章机载动目标显示（AMTI）雷达·637·16.2 覆盖范围的考虑搜索雷达一般要求有360︒方位角覆盖。

这个覆盖范围在飞机上是很难达到的，其原因在于：天线突出机外安装将会增大阻力；使稳定性变差；使结构复杂等问题。

当要求扩大垂直覆盖范围时，飞机机身和垂直安定面将使天线方向图变形和受遮挡。

从战术要求的分析来看，只需要覆盖一定的扇形区即可。

但是这个扇形区相对于机头方向应该在整个360︒范围内可以变换。

这样才能满足下列各种情况下对覆盖范围的要求，即改换航线、遇强风有大偏流角、与风有关的地面跟踪、非标准飞行状态及进出基地的覆盖要求。

16.3 平台运动和高度对MTI性能的影响MTI应能区分出空中动目标和固定的地或海杂波。

然而，在飞行状态下，杂波是相对于飞机运动的。

可用诸如TACCAR（时间平均杂波相参机载雷达）的技术补偿杂波平均径向速度。

如图16.2所示，杂波的视在径向速度V r =-V g cosα。

式中，V g为飞机地速，即相对于地面的飞行速度；α为到地面一点的视线与飞机速度矢量之间的夹角。

图16.3为沿地面等径向速度的轨迹。

为使该图归一化，假定地面为一平面，归一化的径向速度V n=V r/V g为方位角ψ和归一化地面距离R/H的函数。

此处H为飞机高度。

图16.2 几何关系图α0为天线指向角；α为视线角；θ为偏离天线中心的角度；V g为飞机地速；V r为点目标的径向速度；V B为沿天线中心线（瞄准线）的径向速度；ψ0为天线方位角；ψ为方位角；R为到点目标的地面距离；H为飞机高度雷 达 手 册·638·图16.3 随飞机距离高度比R/H 和方位角ψ 变化的归一化等径向速度V r /V g 的轨迹与天线指向角α0所确定的对应于等径向速度（如图16.2所示中的V B ）的单一杂波多普勒频率不同，雷达“看到”的是一段连续速度区间。

这就形成了一定宽度的频谱，其形状由与地面相交的天线方向图、杂波的反射率及波束中的速度分布所决定。

此外，因为在特定方位角ψ上V r 是随距离变化的，所以中心频率和频谱形状也是随距离和方位角ψ0变化的。

当天线指向前方时，主要影响是由于α0随距离变化而引起的中心频率的相应变化。

当天线指向与飞机垂直时，主要影响是天线波束宽度内的速度分布以上两者分别称为斜距效应和平台运动效应。

斜距对多普勒偏移的影响天线瞄准线的速度V B 是沿天线中心线（瞄准线）方向上的地速分量，用-V g cos α0表示。

如果杂波面和飞机在同一个平面（共面）上，则这个分量等于-V g cos ψ 0，而与距离无关。

实际瞄准线速度与共面的瞄准线速度之比值定义为归一化瞄准线速度比000cos cos cos VBR φψα== （16.1） 式中，φ0是天线中心线离开水平面的俯角。

图16.4为不同飞行高度下，归一化瞄准线速度比与斜距的关系曲线，其考虑了地球曲率。

对小于15mile 的斜距来说，这个变化是很急剧的。

杂波频谱的中心应落在AMTI 滤波器的凹口（即最小响应区）以得到最大的杂波抑制。

这只要把雷达信号的中频或射频偏移一个量即可完成。

该偏移量等于杂波频谱的平均多普勒频率。

雷达移动时，由于杂波的中心频率是随距离和方位变化的，故需采用诸如下面所述的TACCAR 之类的开环或闭环控制系统，使滤波器凹口跟踪多普勒偏移频率。

时间平均杂波相参机载雷达（TACCAR ）麻省理工学院林肯实验室最初是为解决AMTI 雷达问题而研制时间平均杂波相参机载雷达的。

在试用了许多其他的方法后，他们发现，如果用杂波回波而不是发射脉冲来锁相雷达的杂波滤波器，就能使杂波中心位于滤波器阻带内。

由于散射体位置在方位上的分布是不同的，杂波相位在不同距离单元间是变化的，因此有必要在尽量长的间隔内来平均杂波回波。

第16章机载动目标显示（AMTI）雷达·639·其他处理方法，如相位比较对消曾在雷达（AN/APS—70）中应用。

现在，时间平均杂波相参机载雷达技术被用来使杂波回波谱中心对准零滤波器频率。

由于这项技术能够补偿因海浪、箔条、气象杂波引起的平均多普勒频率偏移，因此它不仅可用于机载雷达，也用于舰载和地面雷达。

图16.4 在不同的飞机高度下，归一化瞄准线速度比VBR与斜距R S和飞机高度H之差的关系曲线图16.5是时间平均杂波相参机载雷达的原理框图。

杂波误差信号通过测量杂波回波的脉间相移 d T p得出，它是一个非常灵敏的误差信号。

平均误差信号控制压控相参主振荡器（COMO），它决定了雷达的发射频率。

相参主振荡器的频率，经如图16.5所示中的自动频率控制（AFC）环路，受控于系统基准振荡频率。

当无杂波时，它提供一个稳定的频率基准。

从飞机惯性导航系统和天线伺服系统来的一个输入信号提供一个预测的多普勒频移。

这些输入为时间平均杂波相参机载雷达系统提供一个窄带校正信号。

图16.5 时间平均杂波相参机载雷达控制环路信号流程框图由于杂波信号的噪声特性，需要有控制系统跨过弱杂波回波区并且要求不响应真实目标的多普勒频移，控制系统通常跟踪给定雷达距离间隔内的方位变化。

这个间隔的最大距离应选择得使杂波成为这一间隔内的主要信号。

最小距离应选择得能排除平均频率与所关心区域雷达手册·640·内的频率明显不同的那些信号。

在某些应用中，必须运用多个控制环路，每一环路覆盖一定的距离间隔或者按距离改变偏移频率。

在任一给定的距离内，滤波器凹点实际处于某一个频率上，而杂波频谱的中心却处于另一个频率上，两频率之差造成多普勒偏移误差，如图16.6所示，杂波频谱伸入滤波器通频带内愈多，改善因子变坏也愈大。

图16.6 多普勒偏移误差的影响（f r = PRF）图16.7为对应于不同杂波频谱宽度时，单路延迟和双路延迟对消器的改善因子I与凹点偏移误差对PRF之比的关系曲线。

值得庆幸的是，在偏移误差最大的探测范围的前向扇区内，平台运动的频谱是很窄的。

对输入杂波频谱宽度为PRF的3%的双路延迟对消器而言，当偏移误差为PRF的1%时，可获得的改善为26dB。

如果雷达频率为10GHz、PRF为1kHz、地速为580kn时，则凹口必须保持在0.29kn之内，即0.005V g内。

图16.7 对应于不同杂波频谱宽度σc时，改善因子I与归一化多普勒偏移误差σe之间的关系曲线这些要求及平台运动频谱的宽度决定了参差PRF系统首先必须根据保持阻带来进行选择，而不是根据使通带变平来选择的。

同样，高阶延迟滤波器（有反馈或无反馈）也是根据阻带抑制度来综合的。

在极限情况下，采用窄带滤波器组，其中每个滤波器有一个窄通带，其余部分形成阻带。

第16章 机载动目标显示（AMTI ）雷达·641·平台运动的影响对于机载雷达来说，当θ 和俯角φ 0的值都比较小时，杂波散射体呈现的径向速度与同一距离天线瞄准线的径向速度之差为()[])2/(sin 2sin cos cos cos cos 2y x 00g g 0g Br e θθθααααV V V V V V V V +=+-=-=-= （16.2）式中，V x 为垂直于天线瞄准线的速度水平分量；V y 为沿着天线瞄准线的速度分量；θ为偏离天线瞄准线或包含瞄准线的垂直面与地面交线的方位角。

当α0偏离航向若干个波束宽度时，相应的多普勒频率为θλθλx x d 2sin 2V V f ≈= （16.3） 这一现象构成了平台运动时杂波的功率频谱，在方位上被天线双程功率方向图所调制。

真实的频谱可近似地用高斯频谱表示)()(4)/()/(2221θλσθσG e e f H pm x pm d V f ≈==-- （16.4）当θ =θa /2时，天线双程功率方向图G 4(θ)为0.25。

式中，θa 为半功率点波束宽度，可用λ/α近似表示；α为有效的水平口径宽度，因此25.02pm x )/(2/1=-ασV e 或 ασV x pm 6.0= （16.5） 式中，V x 和α为同一单位。

这个数值低于其他作者[4][5]推导的数值。

然而，这个数值却与本章作者分析的实验数据和对天线方向图较精确的分析是一致的。

将所关注的双程功率方向图在指定点上与高斯近似式一致，可取得更精确的参量σpm ，用统计技术或拟合方向图并用数值方法确定θ的标准偏差。

计算改善因子I 时，把合成的剩余功率平均一下即可，这些剩余功率是将对应于天线方向图从零点到零点之间的每一特定θ值上的信号矢量进行相加而得到的。

图16.8为平台运动对MTI 改善因子的影响，说明改善因子是孔径平面上口径位移与脉间间隔T P 之比值的函数关系。

位移5.4%将把双路延迟改善因子减少到30dB 。

此时，如果系统的PRF 为1000Hz 、天线孔径为10ft ，相应的位移速度则为540ft/s 。