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DSP控制的交错并联Boost PFC控制系统实现

第16卷第2期太赫兹科学与电子信息学报 Vo1.16，No.22018年4月 Journal of Terahertz Science and Electronic Information Technology Apr.，2018 文章编号：2095-4980(2018)02-0336-06DSP 控制的交错并联Boost PFC 控制系统实现谭伟，黄嵩人，申培(湘潭大学物理与光电工程学院，湖南湘潭 411100)摘要：提出了一种基于DSP TMS320F2812数字控制的平均电流型交错并联升压型功率因数校正(Boost PFC)变换器。

重点提出了150 kHz/Phase 开关频率下的控制算法与改进的采样算法，并对电压、电流双环数字控制回路进行分析与PI 补偿设计。

基于Matlab/Simulink 对并联交错Boost PFC 数字控制系统进行建模仿真，并制作300 W 输出功率的样机，成功对Boost PFC 控制系统进行了验证与实现。

关键词：平均电流控制；功率因数校正；交替不定延时平均电流采样；PI 算法中图分类号：TP303.3 文献标志码：Adoi ：10.11805/TKYDA 201802.0336System of interleaved Boost PFC under the DSP controlTAN Wei，HUANG Songren，SHEN Pei(College of Physics and Optoelectronic Engineering，Xiangtan University，Xiangtan Hunan 411100，China)Abstract：A digital controlled interleaved Boost Power Factor Correction(PFC) converter is presentedwith the method of average current control based on the DSP of TMS320F2812. The control algorithm and the improved sampling algorithm with 150 kHz/phase switching frequency are put forward. The voltage and current double closed -loop digital control circuit are analyzed and executed PI compensation design. The modeling and simulation is performed by Matlab/Simulink for interleaved Boost PFC numerical control system. A 300 W output power of the prototype of the Boost PFC control system is implemented and verified.Keywords ：average current control ；power factor correction ；alternating variable delay time average current sampling；PI algorithm电子技术日新月异地发展，使得电气设备广泛用于人们生活的各个方面，与此同时，也给电力电网造成了严重的谐波污染。

一种交错并联型Boost PFC的建模与设计

一种交错并联型Boost PFC的建模与设计艾建坤;秦会斌【摘要】High power factor correction can be realized by the topology of Interleaved Boost which has the advantag?es of the small input ripple,the high power density and so on. The principle of Interleaved Boost has been analyzed, including the working process,the mathematical model established by the state space averaging method and the analysis of inductance current ripple. A 4 kW prototype was designed,and the relevant parameters were tested. The tested results show that staggered parallel boost PFC can achieve high power factor,the high power factor closes to 1.%采用一种交错并联型Boost电路拓扑来实现大功率因数矫正器,该拓扑具有输入纹波小,功率密度高等优点.对交错并联型Boost PFC进行了原理分析,包括工作过程,通过状态空间平均法建立的数学模型,以及电感电流纹波的分析.通过设计硬件电路和控制电路,制作了一台4 kW的样机,测试了相关参数,结果显示交错并联型Boost PFC可实现高功率因数,功率因数接近1.【期刊名称】《电子器件》【年(卷),期】2016(039)006【总页数】6页(P1537-1542)【关键词】交错并联型BoostPFC;状态空间平均法;电感电流纹波;功率因数【作者】艾建坤;秦会斌【作者单位】杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,杭州310018;杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,杭州310018【正文语种】中文【中图分类】TN46随着大功率的单相交流电源供电设备的普及，传统的单级Boost PFC的使用受到器件和成本的限制。

峰值控制交错并联Boost PFC的设计

王山山，柳绪丹，胡长生
（江大学电气工程学院，江杭州３０２）浙浙１０７
摘要：功率因素校正（Ｆ）ＰＣ技术已广泛的应用于各类电力电子装置当中。为了实现功率因数校正技术在较高功率场合的应用，提出了一种基于峰值电流模式控制的交错并联ＢｏｔＦｏｓＰＣ变换器。首先分析了在电感电流连续模式下交错并联ＢｏｔＦｏｓＰＣ电路的工作原理，然后利用状态空间平均法建立了主电路的数学模型，在推导了峰值电流闭环控制传递函数的基础上详细分析了闭环控制器的参数选取。最后试制了一台１２ｋ交错并联ＢｏｔＦ．ＷｏｓＰＣ样机。试验结果表明，该变换器具有良好的功率因数校正效果。关键词：并联；交错功率因数校正；峰值电流控制
ＷＡＮＧＳａ —ｈｎ，ＬＵＸｕｄｎ，ＨＵＣａｇｓｅｇｈｎｓａＩ —ａｈｎ —ｈｎ
（ｏｅｅｏｌｔｃｌｎｉｅｒｇＺｅａｇＵｉｅｓｙＨｎｚｏ０７ｈｎ）ＣｌｇｆｅｒａＥｇｅｉ，ｈｊｎｎｖｒｔ，ａｇｈｕ３０２，ＣｉａｌＥｃｉｎｎｉｉ１
ｃｎｅｔｒｏｖｒｅ．
Ｋｅｏｄ：ｎｅｌｖｄｐｗｒａｔｏｅｔｎＰＣ；ｅｋｃｒｎｍｄｏｔｌｙｗｒｓｉｔｅｅ；ｏｅｆｃｒｒｃｉ（Ｆ）ｐａｕｅｔｏｅｃｎｒｒａｏｃｏｏ
０引言
随着电力电子技术的飞速发展，电网系统中电力电子负载急剧增加，波污染日益严重。功率因数校谐正（Ｆ电路是改善电网供电质量的一种有效办法。ＰＣ）

交错并联Boost PFC技术的研究的开题报告

交错并联Boost PFC技术的研究的开题报告1.研究背景与意义随着现代化的进程，对能源的需求也越来越高，同时人们也越来越注重可持续发展，因此能源的高效利用与节能减排的技术也越来越受到人们的关注。

在这种背景下，功率因数校正（Power Factor Correction，简称PFC）技术的研究与应用也越来越广泛。

交错并联Boost PFC技术是现代家庭用电器中最为常见的一种PFC 技术，其可以有效地提高电网的功率因数，减少因谐波等问题带来的电网损失。

因此，研究交错并联Boost PFC技术，可以有效地提高现代家庭用电器的能效，并且有利于减少电网的损失，推进能源的可持续发展。

2.研究内容本次研究的主要内容为交错并联Boost PFC技术的原理及其性能分析。

具体包括以下几个方面：（1）交错并联Boost PFC技术的基本原理和工作过程；（2）交错并联Boost PFC技术的性能分析，包括功率因数、谐波含量等指标的计算、分析和比较；（3）交错并联Boost PFC技术中关键参数的选取和设计方法；（4）交错并联Boost PFC技术的模拟仿真及实验验证。

3.研究方法本次研究采用文献研究、理论分析、仿真计算和实验验证等多种方法。

具体包括以下几个步骤：（1）搜集、阅读、分析相关文献，深入了解交错并联Boost PFC技术的基本原理、性能分析方法等；（2）建立交错并联Boost PFC技术的理论模型，分析其工作原理及性能；（3）利用Matlab/Simulink等仿真软件对建立的理论模型进行仿真计算；（4）设计和实现交错并联Boost PFC技术的实验系统，进行实验验证。

4.预期成果通过本次研究，预计可以得到以下几个成果：（1）深入理解交错并联Boost PFC技术的基本原理和性能分析方法；（2）建立交错并联Boost PFC技术的理论模型，并进行仿真计算；（3）设计和实现交错并联Boost PFC技术的实验系统，并进行实验验证；（4）比较分析几种常见的PFC技术，归纳总结不同技术之间的优缺点。

一种交错并联Boost PFC变换器的控制方法

电感电流，或者通过检测电感辅助绕组上的电压，得到
控制开关管导通的电感电流过零信号fl。但这些方法
增加了电路的体积、成本和设计难度。此外，电感电流降
为零之后，电感和MOS管寄生电容谐振会使电感电流
进一步下降*1, 导致电感电流平均值偏低，产生输入电

流波形畸变的现象。
本文针对上述问题，在对交错并联CRM Boost PFC
漏源电压，并经由比较器得到过零信号，实现了开关管的零电压开通或谷底开通，极大地降低了开关损耗。采用开
关管导通时间补偿策略，提高电感电流平均值，改善了由电感和MOS管寄生电容谐振导致的输入电流波形畸变现
象。最后，搭建了一台800 W的样机，实验结果验证了该方法的有效性和可行性。
关键词：交错并联；Boost PFC；电流临界模式；过零信号；零电压开通；谷底开通
交错并联Boost PFC变换器按电感电流是否连续可分为CCM.DCM和CRM三种工作模式。相比于CCM和 DCM模式，CRM模式具有二极管无反向恢复，开关损耗和器件应力较小等优势巾，主要用于中小功率场合。变换器工作在CRM模式时，通常采用电流互感器来检测
106*基金项目：国家自热科学基金(51577074) 欢迎.网上投稿
变换器工作原理分析的基础上，提出了一种新的控制方
法，通过新型开关管电压检测电路对MOS管漏源电压进
行检测，得到控制开关管导通的过零信号ZCD,并采用
开关管导通时间补偿策略。该方法简单高效，实现了开
关管的零电压开通或谷底开通，提高了电感电流平均值，
A control method for interleaved Boost PFC converter
Lin Anna , Xie Yunxiang (School of Electric Power , South China University of Technology , Guangzhou 510640 , China)

交错并联Boost PFC电路的研究

交错并联Boost PFC电路的研究郭超;韦力【摘要】The single-phase interleaved parallel Boost PFC circuit is adopted to improve the power grade and efficiency.The discrete inductor is used as a boost inductor. The operation experiment and simulation of interleaved parallel Boost PFC circuit were conducted uner the intermittent mode of inductance current. The interleaved parallel Boost circuit is capable of reducing the inductance capability and EMI filter size. The simulation and experimental results prove that the PFC circuit can realize good correction effect with small input current ripple and switching stress.%提出了一种单相并联交错Boost PFC电路,升压电感采用分立式电感.详细论述电感电流断续模式下的Boost PFC交错并联电路,减小单个电感容量和前级EMI滤波器尺寸,提高PFC 电路的功率等级和效率.仿真与实验结果表明,该PFC电路具有良好的校正效果,较小的输入电流纹波,较低的开关应力.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2011(034)010【总页数】3页(P133-135)【关键词】电力电子;交错并联;分立电感器;功率因数校正【作者】郭超;韦力【作者单位】西安科技大学,陕西西安710054;西安科技大学,陕西西安710054【正文语种】中文【中图分类】TN710-34Boost变换器由于其升压电路简单，效率高，工作性能稳定等优点被广泛的应用为PFC电路中。

交错并联Boost_PFC电路的研究与设计

收稿日期:2022-06-15基金项目:苏州市职业大学研究性课程教改项目(S Z D Y K C 220707);苏州市职业大学青蓝工程资助项目;苏州市职业大学高级访问研修资助项目㊂作者简介:张波(1979 ),男,副教授,高级工程师,硕士,主要研究方向:电力电子技术㊂交错并联B o o s t P F C 电路的研究与设计张波,吕欣呈,马文杰,王宁(苏州市职业大学智慧能源装备与电能变换协同创新中心,江苏苏州 215104) 摘要:交错并联B o o s t 不仅能提高P F C 电路功率等级,还能减小电路纹波,降低E M I 滤波器设计难度㊂文章针对传统的B o o s t P F C 电路的不足,用交错并联B o o s t 替代传统的B o o s t 电路来提高功率等级㊁提高效率㊂分析比较了B o o s t P F C 电路控制方式,优选平均电流控制模式,研制的交错并联B o o s t P F C 电路,效率达98%以上,P F 值达0.98以上㊂关键词:交错并联;S i C 器件;平均电流控制;高效率中图分类号:T M 46 文献标识码:A 文章编号:1007 6921(2023)07 0118 03 市电经二极管整流和电容滤波是很多电器和电子设备初步获得直流电的常用方式㊂但这种方式电流非正弦化,畸变严重,导致线路中产生大量谐波,电路功率因数下降很多[1],会给电网带来不少危害,必须进行功率因数校正(P F C )㊂无源P F C 笨重体积大,且对电流谐波抑制效果不够好,因此有源功率因数校正(A P F C )技术得到了广泛的应用和研究㊂传统的B o o s t 电路实现P F C 有着不少优点,但也有一些不足㊂笔者从电路拓扑结构等方面入手,配合新颖的控制方式解决其不足之处㊂1 传统的B o o s t P F C有别于采用电感㊁电容等无源器件进行功率因数校正,采用可控半导体器件这类有源器件进行功率数校正称为有源功率因数校正㊂有源功率因数校正是在二极管整流电路和负载间加入D C /D C 变换器,采用相应的控制技术,强迫电流波形跟随正弦电压变化㊂有源功率因数校正极大地消除了电流畸变,从而获得很接近于1的功率因数[2],很大程度上减少了总谐波畸变(T H D )㊂从理论上来说,任何一种D C /D C 变换的拓扑如B u c k ㊁B o o s t ㊁C u k ㊁f l yb ac k 等等都能用于P F C 的主电路㊂B o o s t 电路具有很多优点:输入电流连续;输入电感位于电流前端,输入电流易于控制,有助于功率因数提高和E M I 滤波器的设计;升压变换,以在很宽的输入电压范围内工作;功率开关器件电压应力不超过输出电压,且易于驱动㊂因此常用B o o s t 电路实现电路的P F C ,如图1㊂P F C 电路从系统结构来看,分为单级式P F C 电路和两级式P F C 电路㊂两级式P F C 电路前级的D C /D C 电路主要实现P F C ,后级D C /D C 变换负责电路最终的输出电压㊁电流㊂单级式P F C 用一个D C /D C 变换电路既实现P F C ,也负责控制最终输出的电压电流㊂单级式P F C 控制过于复杂,未达到人们预期,实际中用得很少㊂图1 传统的B o o s t P F C 电路根据B o o s t 电路工作时电感电流是否连续,把B o o s t P F C 电路分为连续导电模式(C C M )和不连续导电模式(D C M )两种㊂D C M 方式会增加E M I 滤波器负担,电感和控制电路设计复杂,电压过零点时电流波形有较严重的畸变,只能在中小功率的情况下应用㊂C C M 模式下,根据电流控制方式的不同,又分为峰值电流控制㊁滞环电流控制和平均电流㊃811㊃2023年4月内蒙古科技与经济A pr i l 20237521I n n e r M o n g o l i a S c i e n c e T e c h n o l o g y &E c o n o m yN o .7T o t a l N o .521控制3种㊂3种控制方式都是双闭环控制,外环电压控制使输出电压稳定,内环是电流控制实现P F C ㊂以控制B o o s t 电路为例㊂3种控制方式前面部分的控制都一样㊂采样B o o s t P F C 电路的输出电压U o u t 得到的电压信号与基准电压U r e f 经误差放大信号得到V e a ,V e a 与采样的二极管整流电压信号(正弦半波)相乘后得到电流基准信号i r e f ㊂峰值电流控制采样开关管电流i s ,每个控制周期开始时开关管导通,i s 达到电流基准i r e f 时开关管关断,电流峰值包络线为正弦波;滞环电流控制采样电感电流i L ,电流基准i r e f 与i L 的差值i e 达到设定的滞环下限时开关管导通,达到设定的滞环上限时开关管断开,电感电流峰谷包络线都是正弦波;平均电流控制也采样电感电流i L ,电流误差放大器设计为P I 调节器,i r e f 与i L 通过此P I 调节器输出与频率固定的锯齿波比较得到控制开关管的P WM 信号㊂当i L >i r e f 时,反向积分,P I 调节器输出电压变小,P WM 信号占空比减少,反之占空比增加㊂开关动作时刻取决于积分(上一周期的)结果,所以称之为平均电流控制㊂峰值电流控制时,峰值与平均值误差较多,T H D 较大,占空比变化较大,占空比>0.5时会产生谐波振荡,须加入谐波补偿;滞环电流控制是变频控制,滤波器设计困难,滞环宽度对开关频率和系统性能影响大;平均电流控制效果好,是目前用得最多的P F C 控制方式[3]㊂2 交错并联B o o s t P F C 电路单个B o o s t 电路功率不够高,用多个B o o s t 电路并联的方式可提高其功率等级㊂常用的是两个B o o s t 交错并联实现P FC [2],如图2㊂电感L 1㊁开关管S 1㊁二极管D 1㊁电容C 构成B o o s t 电路1,电感L 2㊁开关管S 2㊁二极管D 2㊁电容C 构成B o o s t 电路2,两B o o s t 电路共用1电容C ㊂两B o o s t 电路参数一致,工作情况一样,只是两开关管S 1和S 2开通时刻互差半个周期㊂图2 交错并联B o o s t P F C如前所述,采用平均电流控制模式㊂电压采样㊁获得电流基准等都和传统的单通道B o o s t P F C 电路相同,交错并联B o o s t P F C 电路的两路B o o s t 电路控制时共用一个电流基准i r e f ,获取电流基准后各自控制是分别实现的㊂两B o o s t 电路控制部分都有各自的电流误差放大器㊁P WM 信号比较器㊂两B o o s t 电路使用相同的误差放大器和比较器㊂生成P WM 信号时采用同幅值,同频率但初相位相差180ʎ的锯齿波信号㊂B o o s t 电路1采样电感L 1的电流i L 1,使用B o o s t 电路1的电流误差放大器和P WM 信号比较器完成后续控制㊂B o o s t 电路2采样电感L 2的电流i L 2,使用B o o s t 电路2的电流误差放大器和P WM 信号比较器完成后续控制㊂控制框图如图3所示㊂由于锯齿波1和锯齿波2初相位相差180ʎ,所以脉宽调制信号P WM 1和P WM 2形状相同,每个周期的起始位置相差180ʎ㊂对称性的设计,两B o o s t 电路的电流都为输入电流的一半㊂电感的储能与电流的平方成正比,实现同样功率时,两路B o o s t 电路交错并联时单路电感体积是单独使用一个B o o s t 电路时电感体积的1/4[4]㊂假设占空D=0.5㊂并联交错的两B o o s t 电路一路开关管导通电感电流上升时另一路开关管断开电感电流下降,两电路参数一致时,理论上总输入电流(i L 1+i L 2)纹波电流为0㊂占空比>0.5时不会出现S 1和S 2同时断开的情况,占空比<0.5时不会出现S 1和S 2同时导通的情况㊂占空比偏离0.5的绝对值越多电流纹波越大,但总有两路B o o s t 电感电流纹波抵消的部分,总输入电流纹波比单个B o o s t 电路减少很多㊂并联交错时总输出电流频率是每路B o o s t 变换器的2倍㊂因此,同样情况下,可采用更小的输出电容C ,同时也降低了对输入E M I 滤波器的要求㊂图3 控制框图㊃911㊃张波,等㊃交错并联B o o s t P F C 电路的研究与设计2023年第7期3实验结果并联交错B o o s t P F C电路设计指标为:输入电压85V~265V,总功率4k W,功率因数ȡ0.96, T H D<5%,满载时本级效率ȡ98%㊂提高开关频率可减小电感电重量体积,但也会带来更大的开关损耗,设计时根据需要恰当取舍㊂此处开关频率设计为150k H z㊂功率半导体器件全都采用S i C器件㊂二极管采用耐压650V,额定电流16A的型号为D H16G65C6的二极管㊂S i C器件是新一代的宽禁带半导体器件,相比于S i器件有很多优点㊂MO S管选择导通电阻很小的型号为I MW65R027M1H的MO S管,其电压定额U D S= 650V,电流定额I D=59A,通态漏源间等效电阻R D S(o n)=60mΩ,开启电压U G S(t h)=4.5V㊂相比于S i材料器件,S i C器件有着更高的工作频率,可实现更高的耐压和更低的功率损耗㊂S i C器件目前市场化的主要就是二极管和MO S管㊂S i C MO S管的优越性能必须要有相应的驱动电路与之配合,通常不能照搬S i材料MO S管的驱动电路,否则其优越的性能就发挥不出来㊂Lȡ(1-D m a x)(2D m a x-1)U00.2i L m a xˑf s(1) Cȡ2P0ˑt h o l dU20-α2ˑU20(2)B o o s t电路电感L1(L2)和输出滤波电容C可分别按式(1)和式(2)选取㊂D m a x是B o o s t电路最大占空比,即输入电压最低时的占空比㊂i L m a x是单相电感电流最大峰值,取电感的纹波调整率为0.2,f s 是开关管工作频率,P0是电路总的输出功率,U0是输出电压㊂输入端掉电时输出电容能按原电压给负载供电的时间称为保持时间,记作t h o l d,一般在15 m s~50m s之间,这里t h o l d取20m s㊂α是输出电压保持系数,这里α取0.8㊂控制器以D S P芯片T M S320F28035为核心㊂图4是占空比为0.5时两MO S管漏源极上电压波形,两管子开通时刻相差半个周期㊂图5是占空比为0.4时两电感上电流i L1和i L2波形,从图中可以看出两电感电流i L1和i L2的变化量Δi L1与Δi L2可相互抵消相当大一部分,两电感电流之和即总和输入电流纹波减小很多,测试结果显示,满载时,输入电压在85V~265V范围内时均能实现功率因数校正,P F在0.973和0.987之间变化㊂输入电压为220V时,30%负载时P F值为9.961,P F值随着负载的增加而增加,满载时P F值为0.983㊂满载时,B o o s t P F C电路本级变换效率为98.29%,10%负载时其效率为94.05%,负载越大效率越高㊂图4两MO S管电压波形图5两电感电流i L1和i L2的波形4结束语采用参数一致的B o o s t电路交错并联工作,可极大地提高传统P F C电路的功率等级,减少纹波,减少电重量体积,而且实现功率因数效果很好㊂交错并联B o o s t P F C电路在功率较大的场合下有很高的应用和推广价值㊂[参考文献][1]杨文惠.配电网络最佳功率因数确定[J].内蒙古科技与经济,2016(20):90-91. [2]梁凯歌.车载充电机中的交错并联B o o s t P F C系统设计与优化[D].南京:南京理工大学,2018.[3]王晨阳,罗萍,周先立,等.用于峰值电流模B o o s t变换器的瞬态响应优化电路[J].微电子学,2020,50(6):794-798.[4]廖鸣宇.低电流启动交错并联B o o s t型P F C变换器及其控制技术研究[D].重庆:重庆理工大学,2020.㊃021㊃总第521期内蒙古科技与经济。

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输入信号频率远小于开关频率。当调制开关占空比使得每个周期开关输出端斩波波形的积分值恰好等于控制信号的积分值，即：那么每个周期开关输出端斩波波形平均值恰好等于控制信号平均值，即：
因此，在一个周期内，输出信号能够及时被控制
*单周期控制技术是一种不需要乘法器的新颖控制方法。它取消了传统控制方法中的乘法器，使整个控制电路的复杂程度降低，是一种很有发展前景的控制方法。 *单周期控制是一种非线性控制，它能在一个周期内自动消除稳态、瞬态误差，前一周期的误差不会带到下一个周期。因此具有动态响应快、开关频率恒定、鲁棒性好和易于实现的特点。 *市场上有IR1150等单周期PFC芯片，相对 UC3854，外围电路简单许多，而且实现PFC效果和UC3854一样好。可以在市场上做成3854 替代品。单周期控制也有它的缺点：在中、大功率时候，容易出现基波相移的问题
可以看出，传统的boost PFC电路中，每个工作时刻有三个半导体器件工作。而无桥boost PFC电路中，每个工作时刻只有两个半导体器件工作。
由于Rockwell提出无桥boost PFC时候，二极管的反向恢复时间还是比较慢的，当时半导体制造技术也限制了这种电路的性能。随着半导体技术的发展以及对无桥拓扑结构和控制策略的深入研究，无桥boost PFC 应用到电源、家用电器等逐渐成为了可能。但是，无桥PFC也有它的缺点： 1、EMI难处理 2、电流采样复杂
把DC/DC变换器中的新技术应用于APFC电路中
交错技术在PFC中的应用——交错并联boost PFC *常用的控制策略主要有电流控制（峰值电流、平均电流、滞环电流）、电压控制（恒频控制、变频控制）此部分在前面汇报的时候讲过。 * boost PFC工作模式分为电感电流连续工作模式（CCM）和电感电流断续工作模式（DCM）。CCM 下的Boost PFC 电路具有导通损耗小，输入电流纹波小等优点，但是电感电流连续状态下输出整流二极管会产生很高的反向恢复损耗；DCM 下的Boost PFC 电路开关损耗小，输出整流二极管不会产生反向恢复损耗，但输入电流的纹波很大，前级EMI 滤波器的设计尺寸也增大，这增加了电路的体积和成本，同时因为流过开关管的电流较大，开关具有很高的通态损耗，降低了PFC 电路的效率。针对以上不足，采用两个工作在 DCM 下的Boost PFC 电路交错并联运行。

一种新型交错并联BoostPFC技术的研究

西安科技大学硕士学位论文一种新型交错并联BoostPFC技术的研究姓名：郭超申请学位级别：硕士专业：电力电子及电力传动指导教师：韦力 2011
论文题目：一种新型交错并联 Boost PFC 技术的研究专业：电力电子及电力传动超力（签名）（签名）
硕士生：郭指导教师：韦
摘要
随着电力电子技术的发展，改善网侧电流波形，提高装置的功率因数，使 AC/DC 电源在满足谐波标准的同时还能够实现低成本、高性能，日益受到国内外学者的密切关注。本文着重研究 PFC 的并联技术。分析了 Boost PFC 变换器的工作原理，建立了基于平均电流控制的 Boost PFC 实验模块。论文首先简要介绍了本课题的研究背景和功率因数校正技术的发展现状，指出了课题的研究意义和研究内容。本文对无源 PFC 技术、有源两级 PFC 技术和有源单级 PFC 技术进行了分析和对比，指出它们各自的优、缺点和适用范围。并在此基础上，提出一种新型耦合电感交错并联功率因数校正电路拓扑，该电路采用交错并联技术，降低变换器的开关频率，减小电流纹波及功率器件应力。主电路拓扑选用一种耦合电感交错并联 Boost 变换器，使电路结合了工作于连续模式 CCM(Continuous Current Mode)和断续模式 DCM(Discontinuous Current Mode)的优点，实现了二极管零反向恢复损耗和开关管的零电流开通，并且在两路占空比失衡时仍能自动实现良好的均流，从而提高了效率，降低了成本。控制方案以平均电流控制为核心，通过分频来实现交错控制。本文对主要参数的分析和设计进行了详细的介绍，并进行了实验研究，给出了实验结果。实验结果表明该系统性能良好，能够在既定的频率下实现较好地功率因数校正效果。

单相双重并联交错BOOST PFC功率开关的驱动技术

ｄｃｍｉａａｏｇｕｒｕｄｎｉｃｅｌｅｄｔａｓｓｓｏｅｓｉｈｓｄｃａｄｌｏＰＣｕｏ，ｎｂｎａｏｅｃｍｇｅｃｓ，ｒｅｃｉｌｓｏｐｗｒｃｅａｄｒｓｔａｃｔＦｔｔｌｒｂｔｅａｔｏｉｏｅｌｒｔｅｆｗｃｓｉｄｅｒｚｗｅｃｒｅｔｎｅｅｅｏｏｆｔｓ
２并联交错ＢＯＴＣＯＳＰ驱动技术Ｆ
双重并联交错结构单相ＢＯＰＣＯＳＦ功率电路的典型拓扑见Ｔ图１．其中电感Ｌ、１二极管Ｄ和功率开关Ｔ构成一重，Ｌ，１Ｉ电感２二极管Ｄ和功率开关Ｔ构成一重，２２二者是并联结构。经过分析，在双重并联ＢＯＴＯＳＰ℃中，１两只功率开关有三种驱动方Ｆ（）
ｅｄｇｈｎｅｄｖｇｐｓｓｆｄｉａＬｑｎ－ｖｅｄｖｇＰｎｐｓｅｅｉｃｕｓｔｉａａｌｉｓｃｉｄｉ，ｅｈｅｄｖｇ－ｕｃｄｉｄｉ．ｃｌｏｔｔｄｖｇｉａｓｄｄｎｕｎｙｒｚｒｎｈ－ｉｒｎｎｅｅｙｉｎｏｉａｔｉｄｄｒｎｒｉｅｆｈｒｎｉｔｒｕｅｎ－ｉｉｈｒｉｒｅｃｅｄｐｍｎｄｅｏＢＯＴｃｔｌｒ８Ａ１９１ａｐｌｗｔｍｄａｒ５５ａｄｇｃｃｉｓｅｉｌＴｏｓｌｅｅｂｄＯＳＰＣｒｅＬ９１／８ＢｕｅｈｕｔＳ３２Ａａｃｕｒｐｔｅ．ｂｏｅｔａｎｓＦｏｏＡｎ４ｎｓｉｏｌｏＧｄｄｎｌｉｉｔｃｖｙｗｏｔｏｒｅｉｕｔｓｉｔｅｐｉｅｓｓａｔｉｕｏａｃｐｄｃｒｅｉｌａｏＥｐｉｅａｒｕｓｅｋｏｎｔｎｃｒｕｄｈｘｒｎｅｅｒｅｎｃｒｏｌｉｕｏｒｐｔｅｌ．ｅｍｎｌｌｒｋｓｗｔｔｄｏｓｎｅｍｔｒｐａｄｔｎｕｅｎｔｅｃｖｙｘｒｔｅｔａｅｅｅｄｄｄｓｓｓｎｈｈａｅｔｅｉｃｃｉｒｓｐａｄｉｅｂｎｉａｏｂｔＰＣｃａｌｅｉｕｃｒｎｒｐ．ｎｌｉｃｐｄｈｄｖｇｕａｉｌｎｆｓｌｒｇｇｕｅｅＦｅｅｓｏｒｔｅｌＷｅｅｐｙｇｌｉｅｉｒｒｎｉｔｍｅｅｂ，ｎｂｔｒｆｔｎｗｎｕｔｉｅｈｍｏｎｏｅｎｒｅａｉｄｐｒｐｕ－

交错并联临界连续Boost PFC 变换器移相控制策略稳定性分析

ISlave
t
3TM1 2
3TM2 TM1 − 2 2
3TM3 TM2 − 2 2
3TM4 TM3 − 2 2
3TM5 TM4 − 2 2
图 1 移相开通信号
中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会
IMaster
假设输出电压 uac 和输出电压 U dc 保持不变，下一个开
关周期
TM1
TM2
TM3
TM4
TM5
3TM4 TM3 − 2 2
3TM5 TM4 − 2 2
TM6
t
∆I1 = 1，误差信号不会放大。然而 I Sl
3TM2 TM1 − 2 2
Turn off Turn off
输入电流增大，输入功率增大，而由于电压环的调节作用，开通时间 Ton 就会减小，从而几个周期后，
t
3TM3 TM2 − 2 2
TS1
TS2
TS3
TS4
TS5
图 2 移相关断信号
∆I n < 1 。实验也证明采用这种移相控制方法，从相 ∆I 0
电感电流工作稳定且移相 180°。
利用 FPGA 实现上述两种移相控制方案，并且利用电路中的耦合电感实现了 Boost 电路的二极管零反向恢 4 复损耗。实验发现，采用图 1 移相开通法，两相的电感电流工作稳定，且得到的总输入电流的纹波很小。采用这种控制方法即可以保证从相电感电流工作于 CRM 图 2 移相关断法，当输入电压较低时，两相电感电流工模式又能满足移相的要求，但实际上从相电感电流工作作稳定，但当输入电压上升到一定的幅值时，就会出现不稳定。次谐波振荡现象。于是，分别对这两种控制方法进行了稳定性分析，并得出结论。如图 4，理想的从相电流应该是零电流开通，在 180 ° 控制信号处关断并且从相开通时间等于主相开通时间。假如在某一时刻有一个扰动 ∆Ton ，如图 4 所示。实线是从相电流理想波形，虚线是扰动后电感电流变化的这种控制方法的缺点是从相的电感电流可能工作在曲线。 DCM 或者 CCM 状态。但无论是实验还是仿真，CCM 或者 DCM 现象都不严重。如图 3-3，理想的从相电流应在 180°移相控制信号处零电流开通并且从相开通时间等于主相开通时间。假设某一时刻从相电感电流工作在 CCM 状态，相对于理想的电流波形有个 ∆I 0 ，如图 3 所示。

交错并联BoostPFC电路的应用研究

定稿日期：2009-09-01作者简介：赵相瑜（1974-），男，四川蓬溪人，硕士，研究方向为电子技术。

1引言Boost 型功率因数校正（PFC ）变换器的升压电路具有结构简单，效率高，输入电流纹波和器件导通损耗都很小以及工作性能稳定等优点，因此广泛应用于各种电子设备PFC 电路中[1-2]。

但Boost PFC 电路的单位功率因数不能由电压跟随控制方法得到，一般情况下需要采用电流、电压双闭环反馈控制；另外，根据电感电流连续与否，工作模式分为电感电流连续工作模式（CCM ）和电感电流断续工作模式（DCM ）。

CCM 下的Boost PFC 电路具有导通损耗小，输入电流纹波小等优点，但是电感电流连续状态下输出整流二极管会产生很高的反向恢复损耗；DCM 下的Boost PFC 电路开关损耗小，输出整流二极管不会产生反向恢复损耗[3]，但输入电流的纹波很大，前级EMI 滤波器的设计尺寸也增大，这增加了电路的体积和成本，同时因为流过开关管的电流较大，开关具有很高的通态损耗，降低了PFC 电路的效率，此外，Boost 变换器工作在固定频率，输入电流波形还可能产生畸变。

针对以上不足，采用两个工作在DCM 下的Boost PFC 电路交错并联运行，同时为了减小电感的体积和成本，采用了一种新颖的耦合电感绕线方式。

通过仿真和实验验证了该交错并联电路的有效性和可靠性。

2交错并联Boost PFC 电路图1a 示出交错Boost 变换器并联电路，两开关SW 1，SW 2的导通占空比相等，SW 2滞后SW 1二分之一个开关周期导通。

由图1b 所示的交错并联电流波形可见，虽然单个Boost 变换器的电感电流i L 1和i L 2是断续的，但PFC 电路的输入电流i in 变成了连续的，故其输入电流纹波减小，频率提高了两倍，从而降低了输入电流的高频谐波含量，减小了前级EMI 滤波器的尺寸，而且输入电流的平均值接近其峰值，进而提高了PFC 变换器的功率等级。

交错并联CCM Boost PFC变换器研究

交错并联CCM Boost PFC变换器研究！刘欣睿林竞力郭筱瑛2,张煜楓万敏3,曹太强1(1.西华大学电气与电子信息学院，四川成都610039;2.攀枝花学院电气信息工程学院，四川攀枝花617000;3.西华大学理学院，四川成都610039)摘要：针对功率因数校正变换器电感电流连续导电模式（Continue Conduction M ode, C C M)时，两相交错并联Boost P1C变换器各支路不均流造成某一支路中开关管电流应力加大的问题，采用占空比补偿电流控制策略。

该控制策略在平均电流控制的基础上，在并联支路内部加入补偿环，根据每相电流与1/2给定输入电流的偏差程度对占空比进行补偿，实现了并联两支路的均流，最终达到减小开关管电流应力的目的。

最后，建立了仿真电路，通过仿真分析可知，未采用该控制策略时，两支路电流分别为5A与2.2A，其中5A支路M0S管的电流峰值为9.2A;在采用占空比补偿电流控制策略后，两支路电流均为3.6 A，两个M0S管的电流峰值均为6.8 A，均流效果明显，开关管的电流应力减小，验证了占空比补偿电流控制交错并联C C M Boost P1C变换器的可行性。

关键词：交错并联；Boost P1C变换器；平均电流控制；占空比补偿控制中图分类号：T M7文献标识码：A D0I： 10.16157/j.issn.0258-7998.173841中文引用格式：刘欣睿，林竞力，郭筱瑛，等.交错并联C C M Boost P F C变换器研究[J].电子技术应用，2018,44(8):143-146. 英文弓I用格式：Liu Xinrui，Lin Jingli，Guo Xiaoying，et al. Research on interleaved parallel C C M boost P F C converter[J]. Application of Electronic Technique，2018，44(8) ：143-146.Research on interleaved parallel CCM Boost PFC converterLiu Xinrui1，Lin Jin g li1，Guo Xiaoying2，Zhang Yufeng1，Wan Min3，Cao Taiqiang1(1 .School of Electric Information，Xihua University，Chengdu 610039，China ;2.School of Information and Electric Engineering，Panzhihua University，Panzhihua 617000，China ;3.School of Science，Xihua University，Chengdu 610039，China)Abstract ：This paper adopts duty cycle compensation current control strategy to resolve the increasing current stress in one of the branches of the interleaved parallel Boost P F C converter, which i s caused by the unequal branch current whe n the power factor correction converter works in inductor current continuous conduction mode. By adding the duty cycle compensation controller in the traditional controller，the branch current can be equalled and decrease the current stress. Lastly, the simulation i s created. Before adopting the new strategy, the two branch current are 5 A and 2.2 A, the peak current of the M O S F E T in 5 A branch i s9.2 A; After adoping the ne w strategy, the two branch current are both 3.6 A, the peak current of the M O S F E T in both branch are 6.8 A. From the analysis of the simulation，the new strategy can achieve the equal branch current and decrease the branch current stress. Simultaneously,the feasibility of the interleaved - parallel C C M Boost P F C converter under the new strategy i s verified.Key words ：interleaved parallel ；Boost P F C converter ；average current control ；duty cycle compensation control〇引言我国电动汽车产业快速发展，大量电动汽车充电行为为电网带来大量谐波[1-2]。

交错并联Boost PFC电路的应用研究

图４ａ所示
［，０
，．ＬＪ＋
，ｌＪ札
ｔ＋
ｒ
半
＜
－＋等
厂
中的电流方程与ｔ类似，它们的电流波形如 ’ Ｌ１
图３示。所
ＪＨ
ＵＥ
．
＿
－
－
ｑ
：互＜
：０５．：
Ｉ
ｉｎ
Ｕｏｉ —Ｕ
ｆ
１
个周期内分为５个阶段＿Ｌ电流在一个周期４中Ｉ。内的电流方程如下：
一
，
＋Ｊ，
＋Ｊ，
，＋
，
ｔ≤ ￡１ｏｔ￣ｔｔ１＜２
用耦合电感。出现电感电流增大，率因数下降等会功
问题．为此提出了一种新颖的集成电感，绕线方式如
电路最大峰值电流的两倍左右，这使得耦合电感的
磁芯和电路主开关的功率等级提高，开关损耗、芯磁
损耗以及线圈损耗增大，ＦＰＣ电路体积增大、率降效低。成本增大：时直接耦合电感ＰＣ电路输入电同Ｆ流的高次谐波含量增大，入端功率因数下降，Ｆ输ＰＣ电路工作性能下降。
在ｔｔ阶段，ｏ．－开关Ｓ导通，Ｗ：断，中的ＷＳ关
电流ｉ以ＵＩｏＬ（
）的斜率从零开始上升，：存储
的能量此时未放完，续以一ｏＬ也的斜率下继Ｕ／）（
降；ｔ时刻下降到零。此后在ｔｔ阶段，，在幻，－ｉ以斜率。继续上升，ｔ时刻上升到最大值；在：同理分析出ｔｔｔｔ阶段中，３４－，－上升过程。根据文献ｆ］可４，以计算出耦合电感中的最大电流峰值为：

峰值控制交错并联BoostPFC的设计

infineon公司 S iC肖特基二极管, 其型号 IDT06S60。
两电感参数相同, 输入电流纹波限定在电感电流
的 10% 以内, 由伏秒平衡的关系, 可求得:
L\
U2 inmin
@G
@Dmax @T
( 4)
10% @ 2 @P o
实际电路中, 取 360 LH。
输出滤波电容主要考虑技术指标对于保持时间以
IL1下降而
IL
上升。
2
( 3) 状态 Ó 。开关管 S1 开通, S2 关断, 此时电感
电流
IL
上
1
升而
IL
下
2
降。
( 4) 状态 Ô 。开关管 S1、S2 均关断, 此时两电感
电流都减小, 输出电容 CB 储存能量。
2 峰值控制环路设计
2. 1 总体控制方案如图 1所示, 控制部分采用双环控制结构。其中,
Abstr ac t: Power factor correction( PFC ) technology has been w idely applied in va rious types of switching power device. A im ing a t realiz ing the app lication of PFC technology in h igh power cond ition, a new inte rleaved Boost PFC converter w ith peak curren tm ode controlwas presen2 ted. F irstly, a deep analysis on continue currentm ode of operation was m ade. And in the modeling of the c ircuit, the sta te2space averaging technique was used. B ased on the transfer function of control loop, the regu lator of the circu it was also designed. At last, a prototype of in2 terleaved Boost PFC converter rated a t 1. 2 kW was bu ilt. The exper imenta l resu lts show tha t the converter has favorable effectiveness of the conv erter. K ey word s: in terleaved; power factor correction( PFC ); peak current mode control

一种交错并联型Boost PFC的建模与设计

摘要：采用一种交错并联型Ｂｏｏｓｔ电路拓扑来实现大功率因数矫正器，该拓扑具有输入纹波小，功率密度高等优点。对交错
并联型ＢｏｏｓｔＰＦＣ进行了原理分析，包括工作过程，通过状态空间平均法建立的数学模型，以及电感电流纹波的分析。通过设计硬件电路和控制电路，制作了一台４ｋＷ的样机，测试了相关参数，结果显示交错并联型ＢｏｏｓｔＰＦＣ可实现高功率因数，功率因数接近ｌ。
ＡＩＪｉａｎｋｕｎ，ＱｍＨｕｉｂｉｎ
（ＩｎｓｔｉｔｕｔｅＮｅｗＥｌｅｃｔｒｏｎＤｅｖｉｃｅ＆Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，ＨａｎｇｚｈｏｕＤｉａｎｚｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｈａｎｇｚｈｏｕ３１００１８，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＨｉｇｈｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｃａｎｂｅｒｅａｌｉｚｅｄｂｙｔｈｅｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｄＢｏｏｓｔｗｈｉｃｈｈａｓｔｈｅａｄｖａｎｔａｇ —
ＥＥＡＣＣ：８３００
ｄｏｉ：１０．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．１００５－９４９０．２０１６．０６．０４９
一
种交错并联型ＢｏｏｓｔＰＦＣ的建模与设计

基于交错并联型boostpfc功率因数校正拓扑电路的研究

• 7•新能源电动汽车的迅速发展，对电动汽车充电问题的要求也越来越高，一方面要实现车载充电机的高频化和高效率，一方面由于能源危机和谐波污染要求车载充电机能够实现高功率因数和低污染，所以本论文研究车载充电机的前级采用交错并联BoostPFC 功率因数校正拓扑电路，提高车载充电机的功率因数。

由于传统能源的不断匮乏，生态环境日趋恶化，而电动汽车环保安全能持续发展等优势，电动汽车行业在国家政策大力扶持下得以迅速发展，电动汽车的续航问题不可忽视，如何提高充电机的功率效应，降低开关损耗、消除电磁干扰，是电力电子技术行业一直关注的问题。

根据车载充电机所处的空间和环境，要求车载充电必须具有功率密度高，体积小，效率高，还要有良好的电气隔离，有良好的功率因数PF 和低谐波分量。

本文车载充电机的结构采用两级变换器，交错BoostPFC 变换器具有功率因数校正与输出稳定的直流母线电压，电感体积小、输出纹波电流小、功率因数高、效率高、THD 小。

因此基于BoostPFC 功率因数校正拓扑对新能源电动汽车的发展具有重大意义。

图1 BoostPFC结构图1 进行BoostPFC技术的必要性交错BoostPFC 拓扑电路如图1所示，电路中的V AC 为输入电网电压，i AC 为输入电网电流。

交错BoostPFC 拓扑电路它有两个参数相同的BoostPFC 单元电路并联组成，其中包含滤波电路EMI ，不控桥式整流（VD1～VD4)，电感L1、L4，驱动信号相差1800的开关管VT1、VT2，续流二极管VD5、VD6和母线滤波电容C B 。

220V 交流电压输出稳定的直流电压是经不可控整流电路，但不可控整流二极管只在电网电压大于滤波电容两端的电压时电网才有电流产生，这样使电网电流产生崎变非常严重，会产生包含很多谐波分量的尖峰波，对电网电压造成严重的谐波污染和危害。

功率因数校正电路的作用是消除这样的电网电流尖峰，使输入电流成为正弦波且与输入电压同相位，得到一个比交流输入电压幅值略高的稳定直流电压。

一种高效的交错并联Boost PFC研究

一种高效的交错并联Boost PFC研究阎昌国;敖邦乾;曲祥君;刘小雍【摘要】The boost inductance is the key components of the interleaved Boost PFC system, and its parasitic capacitance loss will influ-ence the system’s efficiency. Due to the larger parasitic capacitance and the higher loss in traditional Boost inductance, this paper pro-poses an improved method which has the smaller parasitic capacitance and the lower loss, and designs a 685W prototype system with an interleaved Boost PFC. Compared with the traditional method, the experimental results show that the system with the proposed im-proved method has a higher efficiency. Thus, this method is more suitable than the traditional one in the high efficient development of the interleaved Boost PFC .%升压电感作为交错并联Boost PFC系统的关键元件，其寄生电容的损耗会对系统的效率产生影响。

作者针对传统升压电感存在寄生电容大、损耗高的问题，提出了一种具有寄生电容小、损耗低等优点的改进设计方法，设计了一个685W的带交错并联Boost PFC的样机系统。