CCM反激变压器设计
(完整版)50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.45工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则主功率管开通时间为：Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 13.67设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip10.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η( 设定电源的效率η为0.8 ）Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T变压器的实际初次级匝数可以取Np = 27 T Ns = 2 T重新核算变压器的设计最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D )D = 0.447最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae )Bmax = 0.195 T初级电流Ip1 和Ip2：0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /ηIp2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A次级电流Is1和Is2Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8AIs_rms = 12.56A次级电压折射到初级的电压V or = n * ( V o + Vf ) = 81V初级功率管Mosfet 的选择Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 VIp_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A( 设定应力降额系数为0.8 ）可以选择Infineon 的IPP60R450E6次级整流管Diode 的选择Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 VIs_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ）可以选择IR 的30CTQ060PBF输出电容的选择设定输出电压的纹波为50mv输出电流的交流电流：Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D )Isac_rms = 9.36AResr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.3工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 12.53设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2Ip2=Io*T/Tr=25AIp1 = Ip2/n=1.99 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 1.4 T=2T变压器的实际初次级匝数可以取Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T开关电源一次滤波大电解电容开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间.滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。
反激CCM变压器算法
反激CCM变压器算法最低输入电压Vs100输出电压Vo12输出电流Io1估算效率η0.85输入功率Pi14.11764706工作频率f65000选定反射电压Vor80最大占空比D0.444444444输入电流平均值Iavp0.141176471选定电流波峰比Krp0.7输入电流峰值Ipp0.488687783输入电流有效值Irmsp0.221761931最大导通时间Ton 6.83761E-06预选工作B值Bset0.235选定磁芯型号磁芯截面积Se(mm^2)51.80.0000518 磁路长度M0.057相对导磁率2300计算原边匝数Np56.17026894选取原边匝数Np5656选取载流密度Density(4~10A/mm^2)5 计算导线截面积Sw0.044352386单股导线线径0.237636723双股导线线径0.168034538三股导线线径0.137199626四股导线线径0.118818362N股导线线径50.106274373输出整流管压降Vfo0.6次级匝数Nss8.82选取次级匝数Ns99重新核定反射电压Vora78.4重新核定最大占空比Da0.439461883重新核定最大导通时间Tona 6.76095E-06重新核定输入电流峰值Ippa0.494228461计算输出电流峰值Ips 3.07519931 2.744615计算输出电流有效值Irmss 1.567193481计算次级导线截面积0.313438696单股导线线径0.631729802双股导线线径0.446700427三股导线线径0.364729371四股导线线径0.315864901N股导线线径50.282518156反馈整流管压降Vfb0.6反馈电压Vb13反馈绕组匝数Nb9.714285714计算初级电感量Lp0.001954259验算磁芯B值Bmax0.332959974气隙长度M7.96734E-05气隙长度mm0.079673445电感系数"nH"623.169244。
不同模式下反激变压器的设计原则
不同模式下反激变压器的设计原则反激变压器是开关电源中常用的一种拓扑结构，具有简单、高效、低成本等优点。
在不同的工作模式下，反激变压器的设计原则也会有所不同。
以下将从不同模式下反激变压器的设计原则进行详细阐述。
一、引言随着电力电子技术的快速发展，开关电源作为一种高效、节能的电源供应方式，在各个领域得到了广泛应用。
反激变压器作为开关电源中的核心部件，其设计的好坏直接影响到开关电源的性能和稳定性。
因此，掌握不同模式下反激变压器的设计原则对于提高开关电源的性能具有重要意义。
二、连续模式（CCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压范围在设计连续模式下的反激变压器时，首先需要确定输入电压的范围。
输入电压的变化将直接影响到变压器的匝数比和磁通密度等参数。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压的变化。
2. 输出功率和效率输出功率和效率是开关电源的重要性能指标。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要根据输出功率和效率的要求，合理选择变压器的导线截面积、匝数比和磁芯材料等参数。
同时，还需要优化变压器的磁路设计和散热设计，以降低磁芯损耗和线圈损耗，提高变压器的效率。
3. 绝缘和耐压绝缘和耐压是开关电源安全性的重要保障。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要考虑变压器原副边之间的绝缘距离和耐压等级。
为了保证变压器的绝缘性能，需要采用合适的绝缘材料和工艺，确保变压器在高压下的安全运行。
三、断续模式（DCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压和输出电压范围在断续模式下，反激变压器的输入电压和输出电压范围对变压器的设计具有重要影响。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压和输出电压的变化。
同时，还需要考虑输出电压的纹波和稳定性要求，选择合适的滤波电容和电感等元件。
2. 峰值电流和平均电流在断续模式下，反激变压器的峰值电流和平均电流是设计的关键参数。
反激变压器 ccm模式次级电流计算公式
反激变压器 ccm模式次级电流计算公式
反激变压器 CCM 模式次级电流计算公式
反激变压器常用于电源供应器、逆变器等电路中，其次级电流计算是设计中的关键问题。
在连续导通模式（CCM）下，可以使用以下公式计算反激变压器次级电流：
Iout = (Vin - Vout) × D / (L × f)
其中：
- Iout 是反激变压器的次级电流，单位为安培（A）；
- Vin 是输入电压，单位为伏特（V）；
- Vout 是输出电压，单位为伏特（V）；
- D 是开关器件的占空比，取值范围在 0 到 1 之间；
- L 是反激变压器的次级电感，单位为亨利（H）；
- f 是开关频率，单位为赫兹（Hz）。
需要注意的是，在计算次级电流之前，开关器件的占空比必须是已知的，可以根据具体设计要求确定。
此外，反激变压器的次级电感和开关频率也是设计中需要确定的参数。
以上公式是在连续导通模式下使用的，如果反激变压器处于不连续导通模式（DCM）下，计算公式将有所区别。
在实际设计中，还应考虑到各种损耗和电源的稳定性，进行综合分析和优化。
总之，反激变压器CCM 模式次级电流的计算公式是基于输入电压、输出电压、开关器件的占空比、次级电感以及开关频率的关系。
通过正确使用这个公式，可以在设计中准确计算反激变压器的次级电流，从而满足电路的要求。
反激式变压器设计原理
反激式变压器设计原理
首先，反激式变压器的设计涉及开关电流的控制。
由于开关电流是通过高频开关元件（例如MOSFET）流过的电流，因此开关元件需要能够承受并控制高频开关过程中产生的大电流。
设计师需要确保开关电流在合适的范围内，既不能过小导致电源效率低下，也不能过大影响元件寿命。
其次，反激式变压器通过高频开关实现转换器的工作，常见的工作模式包括连续导通模式（CCM）和间断导通模式（DCM）。
在CCM中，开关元件在整个开关周期内持续导通，保持较小的变压器交流磁通波形，更适合低功率需求。
而在DCM中，开关元件只在一部分开关周期内导通，变压器交流磁通波形变化大，适用于大功率需求。
变压器是反激式变压器的核心部件，负责变换电压。
在设计反激式变压器时，需要确定合适的变压器参数，如匝数比、磁芯材料、磁芯横截面积等。
变压器的匝数比决定了输出电压和输入电压的比例关系，磁芯材料的选择和截面积的确定直接影响变压器的能量传输效率和功率损耗。
最后，反激式变压器还需要控制电路来确保其稳定工作。
控制电路主要包括反馈回路和开关控制电路。
反馈回路可以监测输出电压并将其与设定值进行比较，根据比较结果控制开关元件的导通和断开，以调整输出电压。
开关控制电路则根据设计要求来确定开关元件的工作频率和占空比，以满足输出电压的稳定要求。
总之，反激式变压器设计原理涉及到开关电流控制、转换器工作模式选择、磁元件参数确定和控制电路设计等多个方面。
设计师需要根据具体的应用需求，合理设计这些参数，以实现高效、稳定的电源转换。
反激变压器 ccm模式次级电流计算公式
反激变压器ccm模式次级电流计算公式摘要：一、反激变压器简介二、CCM模式概述三、次级电流计算公式推导四、次级电流计算实例五、结论与实用建议正文：一、反激变压器简介反激变压器（Flyback Transformer）是一种广泛应用于开关电源、逆变器等电子设备中的重要元件。
它主要由磁芯、线圈和绕组组成，能在输入电压和输出电压之间实现能量传递。
在反激变压器中，次级电流是非常重要的参数，因为它直接影响到输出电压的稳定性和负载设备的性能。
二、CCM模式概述CCM（Current Conduction Mode）模式是指在开关电源工作过程中，次级电流在半个周期内持续导通的一种工作模式。
在这种模式下，次级电流的平均值等于输入电压与负载电阻之比。
CCM模式下的反激变压器具有较高的效率和较小的体积，因此在很多应用场景中备受青睐。
三、次级电流计算公式推导为了便于分析和计算，我们先假设以下条件：1.磁芯损耗忽略不计；2.绕组电阻和电感忽略不计；3.输入电压为正弦波形；4.开关频率足够高，使得次级电流与输入电压的相位差可以忽略。
根据基尔霍夫电压定律，我们可以得到次级电压与次级电流的关系：V2 = L × di/dt + R × i其中，V2为次级电压，L为次级电感，di/dt为次级电流的变化率，R为次级电阻。
由于次级电流在整个周期内持续导通，我们可以将次级电流表示为：i = Iavg + Δi其中，Iavg为次级电流的平均值，Δi为次级电流的波动成分。
将上式代入V2的表达式，得到：V2 = L × (di/dt + Δi) + R × (Iavg + Δi)根据输入电压与次级电压的相位关系，我们可以得到：di/dt = -D × V1其中，D为开关占空比，V1为输入电压。
将上式代入V2的表达式，得到：V2 = L × (-D × V1 + Δi) + R × (Iavg + Δi)四、次级电流计算实例假设我们有一个反激变压器，其参数如下：- 输入电压：V1 = 12V- 输出电压：V2 = 5V- 开关占空比：D = 0.6- 次级电感：L = 10uH- 次级电阻：R = 0.1Ω根据上述公式，我们可以计算次级电流的平均值：Iavg = V2 / (L + R) = 5V / (10uH + 0.1Ω) = 500A同时，我们可以计算次级电流的波动成分：Δi = -D × V1 = -0.6 × 12V = -7.2A因此，次级电流的有效值：Ieff = Iavg + Δi = 500A - 7.2A = 492.8A五、结论与实用建议本文详细介绍了反激变压器CCM模式下次级电流的计算方法。
04-CCM反激变换器功率级单元电路在电流负载下的设计计算书
文档版本：文档编号：____________CCM反激变换器功率级单元电路在电流负载下的计算书（12V/120W）设计: 日期：校对: 日期：审核: 日期：批准: 日期：普高（杭州）科技开发有限公司一：电路原理图o LI用上图的反激功率单元电路作为例子来撰写一份CCM 设计计算书。
二：电路设计输入1：输入电压范围：max min ~g g g V V V =输入范围：395V DC~405V DC 。
（有PFC 前置级）2：输出电压：o V （12V DC ）；3：输出电压纹波：o V ∆（开关纹波）；小于100mv ； 4：输出负载范围：max min ~oL oL oL I I I = （0~10A ）； 5：激磁电流纹波系数：592.0=L λ（低限/满载），其为设计的经验系数； 6：满载效率：低限：1η，高限：2η；（90%， 90%）； 7：开关频率：s f 。
（100KHz ）；8：MOSFET ：DS V （600V ），DS V ∆（50V ）；9：经验系数取值：m B （3500Gass ），J （42/mm A ），K （0.4）三：电路设计步骤第一步：设计变压器： （1）：确定变压器的变比N ：083.121240550600max =--=-∆-==o g DS DS s p V V V V N N N （2）：计算低限/满载的占空比：290.0)12083.12/()3959.0(11/11min 1max =⨯⨯+=+=og NV V D η（3）：计算铁芯所需的最小面积积：19.2592.02/592.012/1)(=+=+=LL L F λλλ463461s max max max )(c 72.0109.0101004.04350019.2]29.029.01[120)(c 10JKf )(]1[m m B F D D P A W m L o c a =⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯+-⨯=⨯+-⨯=⨯ηλ1s max max JKf 2]1[3ηm o o B D D I V AP +-⨯⋅=（4）：选择铁芯：形状：EE30-Z ，材质为PC40，其参数为：窗口面积：2)(7335.0cm W a =截面积：2)(09.1cm A c =面积积为：4)(8.07335.009.1)(cm A W c a =⨯=⨯铁芯 所以有：计算铁芯)()(c a c a A W A W ⨯>⨯；（5）：计算原副边的匝数：T f B A V D F N s m c o L s 4.5109.010*********.112)29.01(19.210)1()(8381max =⨯⨯⨯⨯⨯⨯-⨯=⨯⨯⨯⨯⨯-⨯=ηλ T N N N s p 2.654.5083.12=⨯=⨯=取：T N p 60=， T N s 5=，实际的12=N 。
反激变压器设计整理稿
CCM&DCM 反激变压器设计安规对变压器温升有严格的规定。
ClassA （Class Ⅰ/3PIN 输入，其中一根为地线，漏电流为3.5mA ）的绝对温度不超过90℃ Class B (Class Ⅱ/2PIN 输入，漏电流为0.25mA) 绝对温度不能超过110℃最大温升设定在40℃设计步骤：1、选择开关管和输出整流二极管开关管MOSFET: 耐压值为V DSS (留20%的余量/不含漏感尖峰电压)输出二极管: 肖特基二极管，最大反向电压V RRM 留20%的余量/不含漏感尖峰电压折射过来的电压），正向导通压降为V F2、计算变压器匝比N 取值范围考虑开关器件电压应力的余量(Typ=20%)开关ON : 0.8×V RRM ≥V dc _max N min +V out 初级最大电压除以匝比+输出电压→N min ≥V dcmax / 0.8×V RRM −V out开关OFF: 0.8×V DSS ≥V dc _max +N max × V out +V F 初级最大电压+反射电压→N max ≤ 0.8×V DSS −V dcmax / V out +V F匝比选择： N min ≤N ≤N max 预设匝比：N3、确定最低输入电压和最大占空比初级输入高压滤波电容 C in ，一般按照1.5uF~3uF/W 来选择，也就是输入电容等于输出总功率的1.5到3倍之间，选择输入电容后，就可以计算最低输入DC 电压值（V dcmin ）： V dcmin = 2×V acmin 2−2×P in T 2−t cC in其中，设定t c =3mS,T 为AC 输入电压的周期,单位为S ；C in 单位为F最低输入DC 电压值确定以后就来算最大占空比D max :D max =N× V out +V F N× Vout +V F +V dcmin 反射电压除以反射电压与最低输出DC 电压之和4、5、确定工作频率f s ，根据实际情况选择PSR 或者SSR 的IC ，根据选择的PSR 或者SSR 确定 工作于DCM 或者是CCM 模式，PSR 只能工作于DCM 模式。
ccm模式反激变压器计算
ccm模式反激变压器计算CCM模式反激变压器是一种常见的电力电子变压器，也被广泛应用于电力系统中。
它的设计和计算对于保证电力传输的稳定性和高效性具有重要意义。
本文将介绍CCM模式反激变压器的基本原理和计算方法。
我们来了解一下CCM模式反激变压器的基本原理。
CCM模式，即连续导通模式（Continuous Conduction Mode），是指变压器的磁场在整个工作周期内都保持连续导通的状态。
而反激变压器则是指在工作过程中，变压器的磁场能量会周期性地被释放和吸收。
CCM模式反激变压器通过合理控制开关管的通断时间，实现电能的高效转换。
在计算CCM模式反激变压器的参数时，首先需要确定变压器的额定功率和输入输出电压。
额定功率是指变压器在设计工作条件下所能承载的最大功率。
输入输出电压则是指变压器的输入端和输出端的电压。
根据这些参数，可以进一步计算出变压器的额定电流和额定频率。
接下来，我们需要计算变压器的变比和匝数。
变比是指输入电压与输出电压之间的比值，可以根据输入输出电压的值来计算。
匝数则是指变压器的输入线圈和输出线圈的匝数，可以通过变比和输入线圈的匝数来计算。
在计算变压器的匝数时，需要注意线圈的绕组方式和磁芯的材料。
绕组方式有串联和并联两种，根据实际情况选择合适的绕组方式。
而磁芯的材料则会影响变压器的磁导率和损耗，需要选择合适的材料来提高变压器的效率。
还需要计算变压器的损耗和效率。
损耗是指变压器在工作过程中由于电阻、涡流和剩磁等因素引起的能量损失。
效率则是指变压器输出功率与输入功率之间的比值，可以通过计算损耗和输出功率来得到。
在计算过程中，需要考虑变压器的额定工作条件和安全系数。
额定工作条件是指变压器在设计工作条件下所能承受的最大电流和温度。
安全系数是指在设计过程中考虑到不确定因素所设置的保护值，通常为额定值的1.2倍。
CCM模式反激变压器的计算涉及到额定功率、输入输出电压、变比、匝数、损耗和效率等参数。
CCM模式反激变压器的设计
CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
CCM反激变压器计算
Q1
Q1 时( Bw
时,
压 Br), 压 .
(Ampere-Turns NI) 线 压
, 转,
为∆B D1导 ,
对 说储
.
∆B 压
负
D1,传 时 级线
Co 级线 :
负载
压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为
D1
压
).
Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为 压 连续 转 传 ,
级线 导 (CCM). 时,还
Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],
Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg, :
lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp =4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH) =0.556mm 2). +5V lg=0.6mm ,Ip为 时(Ip=Ip1=3.00A),检 Bmax.
=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3A Ip2=0.4*Ip1=1.20A
5.
压
级
计 :
.
Vdc=Lp*dip/dt,
Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 压 选择. Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ], Pt( Ko( Kc( 压 j( 压 标 )= Pout=85W )=0.4 )=1(对 Bm=1500 Gs ): j=5A/mm2; ), :
(3) (4) (5)
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如何设计CCM反激式转换器
如何设计CCM反激式转换器连续导通模式（CCM）反激式转换器常出现在中等功率和隔离应用中。
CCM工作的特征包括峰值开关电流较低、输入和输出电容较少、电磁干扰(EMI)降低、以及工作占空比范围窄于在不连续导通模式（DCM）下工作。
由于具有这些优点，加上其低成本的优势，它们已在商业和工业领域得到广泛应用。
本文将介绍在5A CCM反激条件下，针对53Vdc至12V的功率级设计方程式。
图1所示为一个详细的60W反激电路原理图，工作频率在250kHz。
在最小输入电压为51V和最大负载时，占空比选择为最大值的50％。
虽然超过50％的操作是可以接受的，但在本设计中并非必需。
由于相对较低的高压端输入电压为57V，占空比在CCM工作中将仅下降几个百分点。
然而，若负载大大降低，且转换器进入DCM工作时，占空比将显着降低。
连续导通模式（CCM）反激式转换器常出现在中等功率和隔离应用中。
CCM工作的特征包括峰值开关电流较低、输入和输出电容较少、电磁干扰(EMI)降低、以及工作占空比范围窄于在不连续导通模式（DCM）下工作。
由于具有这些优点，加上其低成本的优势，它们已在商业和工业领域得到广泛应用。
本文将介绍在5A CCM反激条件下，针对53Vdc至12V的功率级设计方程式。
图1所示为一个详细的60W反激电路原理图，工作频率在250kHz。
在最小输入电压为51V和最大负载时，占空比选择为最大值的50％。
虽然超过50％的操作是可以接受的，但在本设计中并非必需。
由于相对较低的高压端输入电压为57V，占空比在CCM工作中将仅下降几个百分点。
然而，若负载大大降低，且转换器进入DCM工作时，占空比将显着降低。
(完整版)CCM的PFC设计
传统的工频交流整流电路，因为整流桥后面有一个大的电解电容来稳定输出电压，所以使电网的电流波形变成了尖脉冲，滤波电容越大，输入电流的脉宽就越窄，峰值越高，有效值就越大。
这种畸变的电流波形会导致一些问题，比如无功功率增加、电网谐波超标造成干扰等。
功率因数校正电路的目的，就是使电源的输入电流波形按照输入电压的变化成比例的变化。
使电源的工作特性就像一个电阻一样，而不在是容性的。
目前在功率因数校正电路中，最常用的就是由BOOST变换器构成的主电路。
而按照输入电流的连续与否，又分为DCM、CRM、CCM模式。
DCM模式，因为控制简单，但输入电流不连续，峰值较高，所以常用在小功率场合。
CCM模式则相反，输入电流连续，电流纹波小，适合于大功率场合应用。
介于DCM和CCM之间的CRM称为电流临界连续模式，这种模式通常采用变频率的控制方式，采集升压电感的电流过零信号，当电流过零了，才开通MOS管。
这种类型的控制方式，在小功率PFC电路中非常常见。
今天我们主要谈适合大功率场合的CCM模式的功率因数校正电路的设计。
要设计一个功率因数校正电路，首先我们要给出我们的一些设计指标，我们按照一个输出500W左右的APFC电路来举例：已知参数：交流电源的频率fac——50Hz 最低交流电压有效值Umin——85Vac 最高交流电压有效值Umax——265Vac输出直流电压Udc——400VDC 输出功率Pout——600W 最差状况下满载效率η——92%开关频率fs——65KHz 输出电压纹波峰峰值Voutp-p——10V那么我们可以进行如下计算：1，输出电流Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A2，最大输入功率Pin=Pout/η=600/0.92=652W3，输入电流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A4，那么输入电流有效值峰值为Iinrmsmax*1.414=10.85A5，高频纹波电流取输入电流峰值的20%，那么Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A6，那么输入电感电流最大峰值为：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A7，那么升压电感最小值为Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH8，输出电容最小值为：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.5/(3.14*2*50*10)=477.7uF，实际电路中还要考虑hold up时间，所以电容容量可能需要重新按照hold up的时间要求来重新计算。
ccm dcm 并存设计变压器
反激式开关电源变压器的设计（evdi版）个人感觉反激是入门也是最难的，理解考个人琢磨。
在论坛上方法也学到了不少，加上看了其他的一些文章把自己的看法上传给大家，望大家指教。
谢谢Evdi 9.28 设计目标：Vin AC90-260 V o 15v Iomax 2A f 100k运行方式：Iomax ccm 65％Iomax dcm这里我们设计得是工作于CCM和DCM得电路，所以我们应该考虑两个点：1负载最大时点Iomax2 DCM与CCm的临界点，这时得Io＝65％Iomax1临界点1．1计算匝比与最大占空比这里有两种方法，其实实质都是一样只是在操作上有些不同，但都存在着一个共同点：主观性.1．1．1从V or着手这里要分两步：（1）得出V or取值首先需要了解一下反激的原理，简单点说反激就是buck-boost电路和变压器的和体。
V or为反激电压，就是在Mosfet关断时，次级导通使初级感应得电压，这里是起到了承接两者的关系因此在设计时可以先考虑V or的取值。
对于buck-boost: Vdc*Ton=V or*Toff Q－1对于变压器匝比V or*Np=V o*Ns Q－2对于V or的取值，对此总结如下:这里要从mosfet关断时所受的电压应力着手考虑。
当mosfet关断时存在V or+Vdcmax+Vspike+Vmargin=Vdss选用Vdss＝600vmosfetVdcmax＝Vimax*1.4=365vVspike大约＝95vVmargin取30-70v得到V or为70-110v。
其实我们这里选得值都时大约值，比如Vdss我们当然可以选择更大得耐压值，计算会导致V or变大，但是我们有个前提就是V or有一个限度这个限度是使Dmax不能大于50％。
其实这里V or是个考虑综合因素取得一个较为主观得值。
（2）算出匝比和最大占空比由Q－2式Np/Ns=V or/(V o+Vf)当V or为70时：Np/Ns=4.3当V or为110时：Np/Ns=6.8这里我们取Np/Ns=5,因为V or取值一般小些比较好，所以V or＝80v 由Q-1式当Vdc最小时，Ton肯定时最大，所以Dmax*Vdcmin=V or*(1-Dmax)这里Vdcmin我们取100算得Dmax＝0.441.1.2绕过V or，直接先假设Dmax一般利用经验取Dmax 为小于0.5得值，这里我们取0.45。
反激变压器原理及设计方法
反激变压器原理及设计方法本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=V o+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.连续电流模式(CCM)模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格..输入电压范围V in=85—265V ac;.输出电压/负载电流:V out1=5V/10A,V out2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压V in(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [V in(min)* Dmax]/ [(V out+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*V in(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= V in(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子A w*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;A w*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积A w=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*A w=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ V in(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低V in(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* V in(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html。
flyback变压器设计步骤
I P I DC L f DMAX VinMIN
②
把②式代入①得：
P0 1 I DC I P DmaxVinMIN 2
若DCM或临界时，IDC=0， 在CCM时，一般取IP=3IDC
原边电流有效值计算公式
如图2，设IP为△I的中点，则IC的电流波形 可以近似的表示为：高度为IP，宽度为DT的 方波（如图3），则有：
VDS ( MAX ) (VOUT VD ) N P 2 Vin(max) Vl NS
(5 0.6) 40 1.414 264 Vl 448 V Vl 3
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
Ic(Q12)波 形： 图2 原边开关管电流波形
IDC
IP Ic(Q12)近 似波形： A1 A2 图3 电流等效波形 Iin
反激开关电源最大占空比出现在最低输入电 压，满载输出功率的条件下。设开关频率f， 在最大占空比时，当开关管开通时，原边电 流为IDC；当开关管关断时，原边电流上升到 IP，根据能量守恒：
PIN VIN I IN
I IN 1 T
PO
DT
0
I P dt D I P
I C Q1
I P 0～DT
0DT～T
则流过Q12的电流有效值为：
I C RMS 1 DT 2 1 T 2 I C Q1 dt I C Q1 dt 0 T T DT
P 1 2 2 I P I DC L f 0 2
反激变压器 ccm模式次级电流计算公式
反激变压器 ccm模式次级电流计算公式（实用版）目录1.反激变压器的基本概念M 模式下反激变压器的设计步骤3.计算反激变压器次级电流的公式4.实例解析5.总结正文一、反激变压器的基本概念反激变压器是一种用于变换交流电压的电气设备，其工作原理是利用电磁感应的原理，在输入端施加交流电压，通过变压器将电压降低或升高，从而实现电压的变换。
反激变压器广泛应用于电子设备、家电、工业控制等领域。
二、CCM 模式下反激变压器的设计步骤CCM（Continuous Conduction Mode）是反激变压器的一种工作模式，其特点是电感电流在整个周期内都处于连续状态。
在 CCM 模式下，反激变压器的设计步骤如下：1.确定电源规格：包括输入电压范围、输出电压和负载电流等。
2.确定工作频率和最大占空比：工作频率决定了变压器的磁通频率，最大占空比则影响了变压器的开关损耗。
3.计算变压器初级与次级匝数比：根据变压器的效率、输入输出电压等参数计算得出。
三、计算反激变压器次级电流的公式在 CCM 模式下，反激变压器次级电流的计算公式为：I2 = V2 / (R2 + jωL2)其中，I2 为次级电流，V2 为次级电压，R2 为次级电阻，ω为角频率，L2 为次级电感。
四、实例解析假设一个反激变压器的输入电压范围为 120-265Vac，输出电压分别为 125V、27.5V、31.6V 和 48V，负载电流分别为 0.6A、0.6A、0.2A 和0.3A，变压器效率为 90%，工作频率为 50kHz，最大占空比为 0.45。
根据以上参数，可以计算出变压器初级与次级匝数比，从而进一步计算出次级电流。
五、总结本文详细介绍了 CCM 模式下反激变压器的设计步骤和计算次级电流的公式，并通过实例进行了详细解析。
反激式电源变压器设计公式新解
反激式电源变压器设计公式新解反激式电源变压器设计公式新解固定周期电流控制型反激式开关电源中，控制电路能使电源能够稳定工作，而其中设计的关键是变压器。
设计开关电源变压器最主要的是考虑三大要素：一是完成电功率的传输；二是初级线圈电感量；三是次级与初级线圈的以Vor为基准的比例关系。
已有的开关电源变压器的计算大多很复杂，然而在搞清楚电感充放电基本原理的基础上，紧紧抓住电感充电放电的本质，应用到功率传输等方面，得到一个新的能量传输关系函数表达式，最后设计出一款比较合理的反激式电源变压器。
一、动态深度和设计深度的关系CCM模式与tor关系图：1．动态深度在电流连续模式下Krp的设置时，动态深度为，从CCM模式tor 示意图的几何关系可以得到，，式中tor为电感不受开关周期约束的最长放电时间，该式把电感放电时间与开关关闭时间和Krp联系在一起，由于Krp是随着输入电压的改变而变化的，所以Krp称动态深度。
2．设计深度设计深度：Kt=tor/T，即电感不受开关周期约束的最长放电时间与开关周期的比值。
此值由设计时确定，是一个固有参数，在运行过程中不会改变，所以Kt称设计深度。
占空比：D=Ton/T=(T-T off）/T由此可得到Krp、Kt与占空比D的关系：------------------------------(1)或假如tor=1.2T，Krp=0.4 则表一：以D为自变量，Kt、D与Krp三者的关系列表：对于CCM模式，Kt越大，Krp就越小，相应的深度就越高。
从上表可以看出Kt设置为1到1.3范围，D从0.1到0.5说明输入电压全程都在不同深度的CCM模式下工作。
二、电功率的传输1．输入电压点确定合适的Krp值以最低输入电压计算电感量： -------（2）以反激电压计算电感量：-------（3）由于（3）式建立反激电压与电感量之间的关系，这样就突破了以往用最低电压来设计电感量的局限性，使电感量计算更为简单方便。
CCM模式反激变压器的设计
CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
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连续电流模式反激变压器的设计Design of Flyback Transformer withContinuing Current Model作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算.关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值.Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value.一.序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).图一图二(a)当Q1存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:ip(t)=ip(0)+1/Lp*∫0DT Vdc*dtVdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).(a)当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:is(t)=is(DT)-1/Ls*∫DT TV S(t)*dtLp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1.确定电源规格.1).输入电压范围Vin=85—265Vac;2).输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3).变压器的效率ŋ=0.902.工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3.计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+V f)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+V f)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644.变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax] Ip2=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A ( 图四)5.变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc. Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30AIp2(1.11A)t11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns 1*Is 1p+Ns 2*Is 2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V 输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):Is2(+12v) 2(+12v)t tTon toff Ton toff (图六) (图七)1/2*[Is 2p +Is 2b ]*toff/T=I 02 (3)Ls1*[Is 2p –Is 2b ]/toff=V 02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns 2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is 2p =1/2*{2*I 02/[1-D]+[V 02+Vf]*[1-D]*T*Np 2/[Ns 22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍. 穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满. 3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。