第8章 功率因数校正电路

ILmin
t
ILmin ILmin Imax-IO
t
t t
ΔUC
uc
t T
0 ton T
t
a 电感连流连续
b 电感电流断续
6.6

单级功率因数校正（SSPFC）变换器
为了分析方便，假定整流电压在一个开关周期
中为定值，电容CB足够大使得电压VB基本恒定，
flyback变压器视为理想变压器，在原边并联 励磁电感Lm，flyback变换器工作在CCM模式。
单级功率因数校正变换器原理图
6.6
单级功率因数校正（SSPFC）变换器
电路工作原理：

单级功率因数校正电路的原理图如图所示。它
是由一个Boost变换器和一个flyback变换器组
合而成。

Boost变换器工作在DCM模式，在占空比和频率
恒定的情况下可以达到功率因数校正的目的。 flyback变换器可以工作在DCM或CCM模式。
di L dt 使二极管导通，电源和L1释放能量，同时给电容C 充电和向负 这时ui L1 载供电，这就是电流环的作用。
由于升压电感L1中的电流有连续和断续两种工作模式，因此
可以得到电流环中的PWM信号即开关V的驱动信号有两种产生
方式： 一种是电感电流临界连续的控制方式（峰值电流控制方式）；
另一种是电感电流连续的控制方式（平均值控制方式） 。
PFC电路均可以采用该芯片作为控
制器。 输出功率不同时，只需改变主电 路中的电感L1和电流检测电阻RS、 控制电路中的电流控制环参数。 输出电压Uo由下式确定：
R1 R2 UO 7.5V R2
输出功率为250W时 由UC3854构成的PFC电路原理图
6.4 单级式功率因数校正变换器
输出的负载电压都受到实时检测 与监控，其控制的结果是达到全
波整流器输入功率因数近似为1。
6-4 APFC基本电路
6.1.3 有源功率因数校正的电路结构
(a) 双级式
(b) 单级式
图6-5 有源功率因数校正的电路结构
L1 ii ui EMI 滤波器 ＋ ud － iF
电流给定
VD Uo V C uC
电感Lb工作在DCM模式，电流i Lb由零线性上升 i Lb （2）
开关S上流过的电流可表示为 isw i Lb＋im （3） 由于二级管Df 反向偏置，所以线圈N S 和N p 上没有电流流过。 ?
(b)
工作模式2（t1－t2）
开关S在t1时刻关断，二极管Df 正向偏置，励磁电感Lm 上 的电压为nVo (其中n N p / N s )，则电流im 线性下降可表示为 nVo im ( t -t1 )＋im ( t1 ) Lm 线圈N p 和电容C B 线性下降，其表达式为 i Lb VB＋nVo VLb Lb ( t -t1 )＋i Lb ( t1 ) （5） （4）
电流模式控制方法：

由输出电压VOUT 与基准信号VREF的差值经过运放
（E/A）放大得到误差电压信号 VE 送至PWM比较
器后，与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值 的三角波（或梯形尖角状合成波）信号VΣ比较，然 后得到PWM脉冲关断时刻。
电压模式控制方法：

而电压模式是与振荡电路产生的固定三角波状电压 斜波比较，
率因数输入。
图6-3 传统的整流电路及波形
由于输入电流波形畸变导致功率因数下降， 并产生高次谐波分量，污染电网。
6.1.2 畸变电流的产生与APFC的基本原理
APFC与传统的开关电源的区别： DC/DC变换之前没有滤波电容， 电压是全波整流器输出的半波正 弦脉动电压，这个正弦半波脉动
直流电压和整流器的输出电流与

该电路有3种工作模式，主要工作波形如图3所 示。
(a)
工作模式1（t0－t1）
t 0时刻开关S导通，直流母线电压VB 加在励磁电感Lm 上， 由于flyback变换器工作在CCM模式，则电流im 线性上升 VB im ( t－t 0 )＋im ( t 0 ) Lm VB ( t－t 0 ) Lb （1）
态特性差。 3）可能会与电网阻抗发生并联谐振，将谐波电流放大， 从而导致系统无法正常工作。 4）LC滤波器体积庞大。
第6章 有源功率因数校正
2）、有源电力滤波器
对于消除电力系统的谐波， 在电网的公用负载端并接一个 专用的功率变换器，对无功及 谐波电流进行补偿，这就是有 源滤波器（Active Filter） . 它将电网电流补偿成为与电网 电压同相位的正弦电流。
直流-直流升压变换器（BOOST变换器）
主要波形
VGE 0 iL 0 iQ 0 iD 0 0 -IO uc 0 ton iC toff ILmax ILmax Ii ILmax
直流-直流升压变换器（BOOST变换器）
t
VGE 0 ILmax 0 ILmax 0 ILmax 0 iC 0 -IO Imax-IO t’off t t t iL t Ii t
图
三相单开关Boost功率因数校正电路
6.5 三相功率因数校正
（Three-phase Power Factor Correction）
(a) 主电路拓扑 图
(b) 典型控制方案
三相连续导通的功率因数校正电路
6.6

单级功率因数校正（SSPFC）变换器
将PFC级和DC/DC级结合在一起，电路功率因数校 正级工作在DCM模式，直接能量传递方式，
6.1.5 APFC技术的应用
APFC使得电网端的功率因数为1，减小了输入电流，
降低了配电输入线的损耗，消除了用电装置的谐波分
量对电网的污染。 因此，凡是本身的工作会产生非线性，引起电网电压、
电流畸变的电力电子装置，如果增加功率因数校正部
分对电网带来的效益是明显的；对于用电器本身则会 增大体积提高成本。
6.1.5 APFC技术的应用
第四代IGBT的工作频率已达到150KHz，完全可以取代功 率MOSFET；而且用于功率因数校正的集成控制器进入市场，
因此APFC的成本增加不大，而可靠性大大提高了。
由于APFC增加了一级功率调节环节，它既要使输入电流 波形呈正弦波，又要能够稳定输出电压，是两个互为矛盾
（Single-Stage Flyback PFC Converter）
图
单级式双管正激APFC Converter
6.5 三相功率因数校正
（Three-phase Power Factor Correction）
图
由单相Boost整流器构成的三相APFC电路
6.5 三相功率因数校正
（Three-phase Power Factor Correction）
6.3 PFC集成控制电路UC3854及其应用
UC3854内部结构框图
UC3854包含电压放大器VA，模拟乘法/除法器M，电流
放大器CA，固定频率PWM脉宽调制器，功率MOSFET 的门极驱动电路，7.5V基准电压等 。
6.3 PFC集成控制电路UC3854及其应用
√控制芯片UC3854适用的功率范 围比较宽，5KW以下的单相boost-
的特性。势必会造成动态响应的恶化。
但如果合理设计输出滤波电容C，就可适当得到补偿。 增大输出滤波电容C的容量，使之同时满足电压纹波和
交流突然断电时维持时间的要求，就能解决问题。
6.2 PFC技术的工作原理
主电路由单相桥式整流电路和Boost 变换电路组成，虚线 框内为控制电路，包含电压误差放大器VA及基准电压Ur， 乘法器，电流误差放大器CA，脉宽调制器和驱动电路。
有源功率因数校正
3）、有源功率因数校正电路（PFC）
2）工作原理：
有源功率因数校正技术
(Actite Power Filter Correction，简称APFC或PFC)：
就是在传统的整流电路中加入有源开关，通过控制有源开关的 通断来强迫输入电流跟随输入电压的变化，从而获得接近正弦 波的输入电流和接近1的功率因数。

电流模式控制是一种固定时钟开启、峰 值电流关断的控制方法。 （峰值）电流模式控制不是用电压误差 信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接 控制峰值输出侧的电感电流大小，然后 间接地控制PWM脉冲宽度。

PFC有两种工作模式：
非连续电流模式 连续电流模式。
在非连续性模式，升压轉換之MOSFET 在电感电流降为零 時開始导通，而在电感电流达到所需之輸入參考电压 值時，MOSFET 則关断。利用此方式使輸入波形跟隨輸 入电压波形，得到接近于1的功率因数。
图 Boost－PFC电路
6.2 PFC技术的工作原理 工作原理：
输出电压Uo和基准电压Ur比较，误差信号经电
压误差放大器VA以后送入乘法器M，与全波整流 电压取样信号相乘以后形成基准电流信号。
基准电流信号与电流反馈信号相减，误差信号
经电流误差放大器CA后再与锯齿波相比较形成 PWM信号，然后经驱动电路控制主电路开关S的通 断，使电流跟踪基准电流信号变化。
这两种控制方式下的电压、电流波形如图8-30所示。
6.1.4 有源功率因数校正的控制方法
（a）峰值电流控制方式 b）平均电流控制方式 图6-7 APFC的控制技术的波形
有源功率因数校正（Boost—APFC）技术的思路，主要是控制已整 流后的电流，使之在对滤波大电容充电之前，能与整流后的电压波 形相同，从而避免电流脉冲的形成，达到改善功率因数的目的。
图6-1 有源滤波器
有源功率因数校正
3）、有源功率因数校正电路（PFC）
1）特点：
与无源校正抑制谐波的区别：
能进一步抑制装置的低次谐波，提高装置的功率因数。 与一般的开关电源的区别： （1）PFC电路的电流环基准信号为电压环误差信号与全波 整流电压取样信号的乘积。