第9课 连续模式反激变换器的设计实例
反激变换器资料课件
电压调整率是衡量反激变换器输出电压稳定性的重要指标。 好的电压调整率意味着在输入电压变化或负载变化时，输出 电压能够保持稳定。
负载调整率
负载调整率是衡量反激变换器输出电流稳定性的重要指标。 好的负载调整率意味着在负载电流变化时，输出电压能够保 持稳定。
电磁干扰与噪声分析
电磁干扰
反激变换器在开关过程中会产生电磁干扰，可能对周围电子设备和系统产生影响 。因此，需要采取措施降低电磁干扰，如优化电路设计、使用屏蔽等。
反激变换器资料课 件
contents
目录
• 反激变换器概述 • 反激变换器的工作状态 • 反激变换器的设计要点 • 反激变换器的性能分析 • 反激变换器的优化策略 • 反激变换器的实际案例分析
01
CATALO义
反激变换器是一种将输入直流电 压转换为输出直流电压或直流电 流的电源转换器。
二极管类型
选择适当的整流二极管， 如肖特基二极管、硅整流 二极管等，以满足电路的 整流需求。
开关频率
根据电路需求和变压器设 计，选择适当的开关频率 ，以提高变换器的效率。
输出滤波器的设计
1 2
电容类型
根据输出电压和电流的纹波要求，选择适当的输 出电容类型，如陶瓷电容、电解电容等。
电感类型
选择适当的输出电感类型，如铁氧体电感、绕线 电感等，以满足输出滤波需求。
详细描述
在断续导电模式下，反激变换器的开关管在每个周期的开始阶段短暂导通，然后关闭。当开关管关闭 时，磁芯中的能量通过变压器传递到输出端。随着磁芯中的能量逐渐减少，输出电压逐渐下降。在下 一个周期开始时，开关管再次导通，重新为磁芯提供磁化能量。
临界导电模式
总结词
临界导电模式是连续导电模式和断续导 电模式之间的过渡状态。在此模式下， 反激变换器的开关管在每个周期的某个 时刻关闭，以限制磁芯中的能量。
反激变压器设计实例
反激变压器设计实例设计一个反激变压器是一个非常复杂的工程，需要考虑许多因素，包括输入电压、输出电压、功率需求、电流负载、转换效率等。
在这里，我将给出一个反激变压器的设计实例，以帮助你更好地理解。
假设我们需要设计一个输入电压为220V，输出电压为12V的反激变压器，功率需求为60W。
首先，我们需要确定变压器的转换比。
转换比可以通过输出电压和输入电压的比值来确定。
在本例中，转换比为12V/220V，即0.0545接下来，我们需要确定主电压边（Primary Side）的匝数。
主电压边上的匝数决定了变压器的转化比。
然后，我们需要确定次电压边（Secondary Side）的匝数。
次电压边的匝数通过主电压边的匝数和转换比来计算。
在本例中，次电压边的匝数为1000*0.0545，约为54.5、为了简化设计，可以选择将次电压边的匝数设定为55接下来，我们需要根据功率需求来确定变压器的尺寸。
功率可以通过输入电压和电流来计算。
在本例中，输入电压为220V，功率为60W，那么电流为60W/220V，约为0.27A。
然后，我们可以根据电流负载来确定导线截面积。
在本例中，电流为0.27A，我们可以选择导线截面积为0.5mm²。
接下来，我们需要计算主电压边的绕线长度。
主电压边的绕线长度可以通过主电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，主电压边的匝数为1000，并且我们选择导线长度为2m，那么主电压边的绕线长度为1000*2m，约为2000m。
然后，我们需要计算次电压边的绕线长度。
次电压边的绕线长度可以通过次电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，次电压边的匝数为55，并且我们选择导线长度为2m，那么次电压边的绕线长度为55*2m，约为110m。
接下来，我们需要计算变压器的转换效率。
转换效率可以通过输出功率和输入功率来计算。
在本例中，输出功率为60W，输入功率可以通过输入电压和电流来计算，即220V*0.27A，约为59.4W。
反激式变压器的设计实例
反激式变压器的设计实例尽管在buck变换器的设计中没有用到反激式变压器，但由于反激式变压器介于电感与变压器之间，为了帮助大家进一步搞清楚这个特殊的磁性元件，在此我们给出反激式变压器的设计，并作为设计范例。
介绍的内容要比直流电感简单一些，但是很多方面是一致的。
说明一下，这里设计的反激式变压器是有隔离的，而非隔离反激式电感的设计除了没有副边以外，其他的几乎相同。
我们的设计要求为：直流输入电压为48V(为了简便起见，假设没有线电压波动)，功率输出为10W，开关频率是250kHz，允许功率损耗0.2W(根据总的损耗，可以知道变换器的效率要求)，因此变换器效率为98％(0.2W／10W=2％)。
效率的大小与磁芯的尺寸有关，变压器体积越小，效率越低。
(隔离、断续模式的)反激式变压器原边设计时只需要用到四个参数：输出功率、开关频率、功耗、输入电压(设计非隔离反激式电感也只需这四个参数)。
这里，我们还没有提到电感量，电感量由很多参数决定，在下面的内容中我们将会介绍它们之间的关系。
我们用UC3845芯片(8脚、中等价格)提供PWM信号，其最大占空比为45％，占空比的大小是根据变换器是工作在连续状态还是断续状态来确定的，稍后的章节中将介绍如何计算占空比，在这个例子中，我们选用断续模式。
我们再增加一项设计要求：就是变压器体积要尽量小，有一定的高度限制。
我们将会看到，变压器的设计与电感的设计不完全相同，变压器通常可以选用多种不同的磁芯来实现相同的电气特性。
在这个例子中，还要根据其他一些要求来选择磁芯，包括尺寸、成本等因素。
1 反激式变压器的主要方程首先，我们做一些基本的准备工作。
正如这一章一开始介绍的理论内容中所说的那样，当反激式变换器原边开关器件导通时，变压器原边绕组的作用相当于一个电感。
电压加在原边电感上，开关导通期间，电流持续上升：这里，DC是占空比，f是开关频率，T=1／f是开关周期，这个方程适用于电流断续模式反激式变压器，原边电流波形如图案5-17所示。
反激变压器设计实例
反激变压器设计实例首先，需要确定输出功率。
假设需要输出功率为50W，根据功率平衡关系可知，输入功率和输出功率之间满足关系：输入功率=输出功率/效率。
假设效率为80%，则输入功率为62.5W。
接下来，需要确定工作频率。
工作频率是根据具体应用场景和电子元器件选择而定。
在一般应用中，常用的工作频率为20kHz-200kHz。
本文选择工作频率为50kHz。
根据输入功率和工作频率，可以确定变压器的整流磁链。
整流磁链的计算公式为：Bac = (2*P)/(f*Ae)，其中Bac为整流磁链，P为输入功率，f为工作频率，Ae为有效磁路面积。
根据公式计算，整流磁链为0.25T。
接下来，需要确定变压器的变比。
变比是根据输入和输出电压之间的关系来确定的。
根据输入电压和输出电压的比值，可以确定变压器的变比。
本文选择输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33然后，需要确定变压器的初始工作条件。
变压器在初始工作条件下需要满足一些性能指标，包括工作电流、磁通密度、差动感应电势等。
根据这些指标可以确定变压器的铁芯截面积和匝数。
在本文的实例中，输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33，因此输入电流为0.28A，输出电流为4.34A。
根据输出电流和工作频率可以确定匝数。
根据变压器的铁芯材料和工作磁通密度，可以确定变压器的铁芯截面积。
最后，需要进行变压器的检验和调试。
对于反激变压器的设计，主要检验电路是否稳定、变压器的各项指标是否达标。
可以通过调试和测量来验证设计的正确性。
常见的检验和调试项目包括输出电压稳定性、效率、输入电流波形、输出电流波形等。
以上是一个反激变压器的设计实例。
设计反激变压器需要考虑各种因素，包括输入功率、输出功率、输入和输出电压、工作频率等。
通过合理的设计和调试，可以保证反激变压器的性能指标和稳定性，满足具体的应用要求。
《反激变换器演示》课件
01
注意事项
02Βιβλιοθήκη 0304始终确保电源已关闭再进行操 作。
使用合适的工具和仪器进行测 量。
注意安全，避免触电和过热。
优化方法与技巧
调整变压器匝数比
改变匝数比可以改变输出电压。
调整开关频率
改变频率可以改变效率或体积。
优化方法与技巧
• 优化磁芯材料：选择合适的磁芯材料可以提高效 率。
优化方法与技巧
技巧 使用专业软件进行设计优化。
通过控制开关管的导通和关断 时间，实现输出电压的调节。
电流转换过程
当开关管导通时，电流从输入端流经 开关管和变压器初级线圈，产生磁场 。
通过控制开关管的导通和关断时间， 实现输出电流的调节。
当开关管关断时，磁场消失，变压器 次级线圈产生感应电动势，输出电流 。
03
反激变换器的电路设计
输入输出电压设计
详细描述
在LED驱动电路中，反激变换器的作用是将输入的直流电或交流电转换为适合LED的直流电流，以控 制LED的亮度和颜色。由于LED对于电流和电压的要求较高，因此需要稳定的驱动电路来保证其正常 工作，而反激变换器恰好能够满足这一需求。
工业控制应用案例
总结词
在工业控制领域，反激变换器主要用于实现信号的隔离和传输，保证控制系统的稳定性 和安全性。
反激变换器的应用场景
01
02
03
开关电源
反激变换器在各种电子设 备中作为开关电源使用， 如计算机、打印机、显示 器等。
适配器
反激变换器广泛应用于各 种电子设备的电源适配器 中，如手机充电器、平板 电脑充电器等。
LED照明
反激变换器在LED照明领 域应用广泛，用于驱动 LED灯具，提供稳定的照 明电源。
反激变压器设计实例
反激变压器设计实例（一）目录1.导论 (2)2.磁芯参数和气隙的影响 (2)2.1 AC极化 (4)2.2 AC条件中的气隙影响 (5)2.3 DC条件中的气隙影响 (5)3. 110W反激变压器设计例子 (6)3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (7)3.2 步骤2，选择导通时间 (9)3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (9)3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (10)3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (11)3.6 步骤6，计算副边匝数 (11)3.7 步骤7，计算附加匝数 (12)3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (13)3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (14)3.10 步骤10，计算气隙 (15)3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (16)4 反激变压器饱和及暂态影响 (18)1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。
没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。
特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。
为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。
2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。
注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。
进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。
这些变化对反激变压器非常有用。
图1.不同情况下磁芯的磁滞回归曲线图2只表示了反激变压器使用的磁滞回环的前四分之一，也表示了磁芯中引入气隙所产生的影响。
反激变换器课程设计报告
电力电子课程实习报告班级：电气10-3班学号：10053303姓名：李乐目录一、课程设计的目的二、课程设计的要求三、课程设计的原理四、课程设计的思路及参数计算五、电路的布局与布线六、调试过程遇到的问题与解决办法七、课程设计总结一、课程设计的目的（1）熟悉Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。
二、课程设计的要求本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。
电源输入电压：220V电源输出电压电流：12V/1.5A电路板：万用板手焊。
三、课程设计原理1、引言电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。
在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。
电源可以分为线性电源和开关电源两大类。
线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。
通常用于低于10W的电路中。
通常使用的7805、7815等就属于线性电源。
开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。
反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。
2、基本反激变换器工作原理基本反激变换器如图1所示。
假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
图1 反激变换器的原理图电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。
如何设计CCM反激式转换器
如何设计CCM反激式转换器连续导通模式（CCM）反激式转换器常出现在中等功率和隔离应用中。
CCM工作的特征包括峰值开关电流较低、输入和输出电容较少、电磁干扰(EMI)降低、以及工作占空比范围窄于在不连续导通模式（DCM）下工作。
由于具有这些优点，加上其低成本的优势，它们已在商业和工业领域得到广泛应用。
本文将介绍在5A CCM反激条件下，针对53Vdc至12V的功率级设计方程式。
图1所示为一个详细的60W反激电路原理图，工作频率在250kHz。
在最小输入电压为51V和最大负载时，占空比选择为最大值的50％。
虽然超过50％的操作是可以接受的，但在本设计中并非必需。
由于相对较低的高压端输入电压为57V，占空比在CCM工作中将仅下降几个百分点。
然而，若负载大大降低，且转换器进入DCM工作时，占空比将显着降低。
连续导通模式（CCM）反激式转换器常出现在中等功率和隔离应用中。
CCM工作的特征包括峰值开关电流较低、输入和输出电容较少、电磁干扰(EMI)降低、以及工作占空比范围窄于在不连续导通模式（DCM）下工作。
由于具有这些优点，加上其低成本的优势，它们已在商业和工业领域得到广泛应用。
本文将介绍在5A CCM反激条件下，针对53Vdc至12V的功率级设计方程式。
图1所示为一个详细的60W反激电路原理图，工作频率在250kHz。
在最小输入电压为51V和最大负载时，占空比选择为最大值的50％。
虽然超过50％的操作是可以接受的，但在本设计中并非必需。
由于相对较低的高压端输入电压为57V，占空比在CCM工作中将仅下降几个百分点。
然而，若负载大大降低，且转换器进入DCM工作时，占空比将显着降低。
(推荐)反激电路详细设计实例讲解PPT资料
参数设计
8、开关管
参数设计
9、频率
振荡频率： Fosc=1.72/RT*CT
开关频率： Fs=0.5*Fosc
参数设计
10、反激变压器
参数设计
11、输出整流二极管
电压： Ud≥1.2*（Vo+Vdcmax*Ns/Np） 电流： Id≥ 2Io/(1-Dmax)
参数设计
12、输出稳压电容
电容值： C ≥Ipk*(1-Dmax)/Fs* △Uo △Uo为允许的纹波电压
参数设计
13、电压反馈 电压反馈：Uref=2.5V
Uref
参数设计
13、电流反馈
电流峰值反馈： R=Use*（1+R22/R24）/Iinpk Use为芯片的保护电压 Iinpk为开关管的峰值电流
Use
参数设计
15、绕组供电
按次级相同设计 增加稳压二极管
正激变换器
反激变换器
开发部
主拓扑
开关管波形
实例
参数设计
1、保险丝
保险丝： I=(1～3)Iinmax
参数设计
2、EMI
△Uo为允许的纹波电压 Use为芯片的保护电压 Icmax为芯片的最大工作电流 桥堆：Ud≥2√2Udcmax PR为启动电阻的额定功率 Icmax为芯片的最大工作电流 (Udcmax-Ucn)2/R≤PR/3 R=Use*（1+R22/R24）/Iinpk 电压反馈：Uref=2. R=Use*（1+R22/R24）/Iinpk (Udcmax-Ucn)/R≤Icmax/2 Id=(2～5)Iinmax (Udcmax-Ucn)/R≤Icmax/2 Icmin为芯片的最小工作电流 桥堆：Ud≥2√2Udcmax 稳压电容：C=Po/Fs*(Vdcmin-Vinmin)2 △Uo为允许的纹波电压
反激变换器演示
加强元件靠。
强化散热设计
合理设计散热结构，降低因过热引起的元件损坏风险。
实施严格的质量控制
在生产过程中实施严格的质量控制措施，确保产品质量可靠。
05
反激变换器的应用实例
05
反激变换器的应用实例
开关电源中的应用
开关电源是反激变换器最典型的 应用场景之一。
通过反激变换器，可以将直流输 入电压转换为高频交流电压，再 通过整流滤波电路输出稳定的直
双端反激变换器
输入与输出电压在开关管 导通和关断时均相等的反 激变换器。
自耦式反激变换器
输入与输出电压在开关管 导通和关断时均相等，且 变压器原副边绕组为同一 绕组的反激变换器。
反激变换器的分类
01
02
03
单端反激变换器
输入与输出电压在开关管 导通和关断时均不相等的 反激变换器。
双端反激变换器
输入与输出电压在开关管 导通和关断时均相等的反 激变换器。
01
反激变换器简介
01
反激变换器简介
定义与工作原理
定义
反激变换器是一种常用的电源转换电路，通过磁性元件实现电压的转换。
工作原理
反激变换器利用磁性元件的磁化与去磁过程，实现输入与输出电压的隔离和变 压。在开关管导通时，能量储存在磁性元件中；开关管关断时，能量通过变压 器传递到输出端。
定义与工作原理
减小体积的策略
采用高密度集成器件
选用高集成度的电子元件和模块，减 小元件体积。
优化电路布局
采用多层PCB
利用多层PCB技术，实现紧凑的电路 设计和布线，减小整体体积。
合理安排电路布局，减小空间占用。
减小体积的策略
采用高密度集成器件
反激式变换器原理设计与实用
反激式变换器原理设计与实⽤反激式变换器原理设计与实⽤1、引⾔反激式转换器⼜称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故⽽得名。
在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
其优点如下：a、电路简单，能⾼效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输⼊电压在很⼤的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，⽬前⼰可实理交流输⼊85-265V间，⽆需切换⽽达到稳定输出的要求；c、转换效率⾼，损失⼩；d、变压器匝数⽐值⼩。
2、反激变换器⼯作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其⼯作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip2/2）。
由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流⼆极管D反向偏压⽽⽌，⽆能量传送到负载。
当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产⽣⼀反向电动势，此时输出整流⼆极管D正向导通，负载有电流Il流通。
由图可知，开关管Q导通时间Ton的⼤⼩将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。
（其中Vin:输⼊直流电压；Dmax：最⼤占空⽐Dmax=Ton/T）。
由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。
开关管VT导通时的漏极⼯作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。
因Il=Io，故当Io⼀定时，匝⽐N的⼤⼩即决定了Id的⼤⼩。
原边峰值电流Ip也可⽤下⾯公式表⽰：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。
介绍反激变换器的设计步骤
介绍反激变换器的设计步骤
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。
本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。
简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器
1.Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：
对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1.
2. Step2：确定输入电容Cbulk
Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265V AC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265V AC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
反激式变换器的设计南航硕士论文A
反激式变换器的设计南航硕士论文A首先，需要确定设计反激式变换器的输入和输出参数。
根据论文A的要求，输入电压范围为12V至24V，输出电压为5V，输出电流为2A。
根据这些参数，可以确定反激式变换器的功率为10W。
接下来，需要选择合适的开关器件和控制器件。
开关器件一般选用MOSFET，根据论文A的规定，MOSFET的额定电流应大于输出电流2A，可以选择额定电流为3A的MOSFET。
控制器件可以选择常见的反激式开关电源控制芯片，如TL494然后，需要进行反激式变换器的电路拓扑设计。
反激式变换器一般由输入滤波电路、开关电路、变压器、输出整流滤波电路和反馈控制电路组成。
在论文A中，可以选择单端反激式变换器电路拓扑。
具体电路拓扑的设计可以参考相关文献或教材。
在反激式变换器的设计过程中，需要注意以下几个关键点。
首先是输入滤波电路的设计。
输入滤波电路的作用是消除输入电源的电磁干扰，保证输出电压的稳定性。
可以选择电感和电容组成的低通滤波器，根据输入电压和电流的特点，选择合适的滤波元件。
第二是开关电路的设计。
开关电路由MOSFET和辅助电路组成，控制MOSFET的通断，实现功率转换。
可以根据MOSFET的数据手册确定合适的驱动电路和辅助电路，保证开关电路的稳定运行。
第三是变压器的设计。
变压器的设计包括主要参数的确定和绕线方式的选择。
根据输入输出电压和电流的关系，可以确定变压器的变比。
同时，需要考虑变压器的能量传输效率和安全性。
第四是输出整流滤波电路的设计。
输出整流滤波电路的作用是将变压器输出的脉冲信号转换为平稳的直流电压。
可以选择二极管或整流桥等元件，同时根据设计要求选取合适的滤波电容，以降低输出电压的纹波。
最后是反馈控制电路的设计。
反馈控制电路的作用是监测输出电压，并通过控制器件调整开关电路的工作频率和占空比，以实现输出电压的稳定。
可以选择反馈放大器和PID控制器等元件，根据设计要求进行参数调整。
在设计完成后，需要进行电路的仿真和验证。
第9课 连续模式反激变换器的设计实例
连续电流模式反激变压器的设计Design of Flyback Transformer withContinuing Current Model摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算.关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值.Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value.一.序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).图一Io图二(a)当Q1存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co 来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip 可以表示为:ip(t)=ip(0)+1/Lp*∫0DTVdc*dtVdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br 增加到工作峰值Bw .3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).Ls Is Io图三(a)当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有相对的改变.当∆B 向负的方向改变时(即从Bw 降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管D1的压降). 次级线圈电流:is(t)=is(DT)-1/Ls*∫DT TV S (t)*dtLp=(Np/Ns)2*Ls (Ls 为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM 模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1).输入电压范围Vin=90—264Vac;2).输出电压/负载电流:Vout=12V/1A;3).变压器的效率ŋ=0.802.工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3.计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=90*1.2=108Vdc.根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+V f)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+V f)*(1-Dmax)]n=[108*0.45]/[(12+1.0)*0.55]=6.8变压器初级峰值电流的计算.设输出电流的过流点为120%;输出总功率:Pout=1.2*V0*I0=1.2*12*1=14.4W电源输入功率：Pin= Pout/ŋ=14.4/0.8=18W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*D= Pin Ip1Ip1=2Pin/[(1+k)*Vin(min)*Dmax] Ip2Ip2=0.2*Ip1=0.124A△I=Ip1-Ip2=0.617-0.124=0.493A ( 图四)4.变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/ △I=108*4.5/0.493=986uH5. 变压器铁芯的选择.其中:L(变压器的初级电感量)= 986uHK1(窗口的铜填充系数)=0.0085变压器磁通密度Bmax=3000 Gs=0.30TI IL (初级电流有效值): I=)12(22I Ia D ∆+=0.265A Isp(短路的最大峰值电流,通常取初级正常工作峰值的 1.5～２倍) Aw*Ae=3460085.0265.0*3.02*617.0*10*986⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=0.0635cm 4 考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EF20铁氧体磁芯的有效截面积Ae=33.5mm 2它的窗口面积Aw=30.24mm 2EF20的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=0.1013cm 4 >0.0635cm 4故选择EF20铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数△B/Bmax=△I/Ip1△B=Bmax*△I/Ip1=0.3 *0.493/0.617=0.24T1).由Np=Lp*△I /[Ae*△B],得:Np=986*0.493/[33.5*0.24] = 60.45 取Np=61因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns=Np/n=62/6.8=9.11 取Ns =9TS辅助匝数Na=Ua*Ns/Uo=15*9/12=11.25.取11TS12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=6A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=0.265/6A/mm2=0.044mm2初级线圈线径为0.24mm变压器次级线圈:次极电流有效值：I’=Io D1/(1-D)=1.2*45-1-/0.55=1.6A.0次级导线载面积=1.6/6=0.27 mm2次极线径=0.58mm5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
反激变压器计算实例
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac输出电压Vo：27.6V输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*1.414=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS，T3=t1+t2=8mS。
C=1.7*8/24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥0.32T1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择0.48，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf 为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=6.32，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=3.32*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V 设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激变换器的设计和计算步骤
反激变换器(F l y b a c k)的设计和计算步骤(总8页)--本页仅作为文档封面，使用时请直接删除即可----内页可以根据需求调整合适字体及大小--反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / （见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
反激变换器的设计
= 1.31A
22
Vin ⋅ D max⋅η 36 × 0.494 × 0.86
Ipk 2 = 2.15A
I dc = I pk1 = Ipk 2 − ∆I = 2.15 −1.67 = 0.48A
Bdc
= µH
=
µ0 µr Np ⋅ I dc lg ×10−3
=
4π ×10−7 × 24 × 0.48 0.25 ×10−3
1 Iav2 = Isk1 + ∆I 2 = 0.83 + 1.42 = 2.25A
2 Isk 2 = Isk1 + ∆I 2 = 3.66A
所以选耐压为 100V，电流为 2A 的 EC21QS10 的整流管 2 只关联使用.
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描图:
第2
张
幅面:4
适合以下 一. 变压器
产品型号
磁材 PC40 pq2620
Ae=119mm2 AL=6170 nH/N2 Bs=4000GS
IM120EU-400D
设 f=65kHz T=15μS Dmax =0.45 △B=2000GS ton(max)=6.75Μs
Vin(min)=106V Po=48W
Io=4A η=90%
按完全能量传递方式：
(1)原边电流（峰峰值）IPK Ipk=（2Po）/(Vimin.Dmax) Ipk=(2*48)/(106*0.45)=2.0126A
原边平均电流: Ip=Po/(Vimin.η) Ip=48/(106*.90)=0.5032A
(2)初级电感量 Lp Lp=(Vimin*Dmax)/(Ipk*f)=(106*0.45)/(2.0126*65*0.0001)=629uH
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连续电流模式反激变压器的设计Design of Flyback Transformer withContinuing Current Model摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算.关键词: 连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值.Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value.一.序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).Vdc图一Io 图二(a)当Q1存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:ip(t)=ip(0)+1/Lp*∫0DTVdc*dtVdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).Ls Is Io图三(a)当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有相对的改变.当∆B 向负的方向改变时(即从Bw 降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管D1的压降). 次级线圈电流:is(t)=is(DT)-1/Ls*∫DT TV S (t)*dtLp=(Np/Ns)2*Ls (Ls 为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM 模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1).输入电压范围Vin=85—265Vac;2).输出电压/负载电流:Vout 1=5V/10A,Vout 2=12V/1A;3).变压器的效率ŋ=0.902.工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3.计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V). 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+V f)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+V f)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644.变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax] Ip2Ip2=0.4*Ip1=1.20A ( 图四)5.变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc. Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip 和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax 条件下,计算Ip值和K 值.(如图五)设Ip 2=k*Ip 1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip 1+Ip 2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout '/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip 1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip 1=1/2*{2*Pout '*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip 2=k*Ip 1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2 =1.30AIp 2(1.11A)11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):Is2Is2(+12v)(图六) (图七)1/2*[Is2p+Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]} =0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b=I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p ={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us 2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算: Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍. 穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去 6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满. 3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI 性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳. Ns1:Φ0.4*10*3 Ns2: Φ0.4*1*7 屏蔽层 挡墙3.0mm 屏蔽层。