开关稳压电源(E题)
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2.2 数字设定及显示部分设计
系统采用单片机 C8051F020 作为控制核心，利用 ZLG7290 做键盘控制， 方便实现对键盘的管理，LCD 采用 128×64 点阵，界面以全中文显示，与键盘 配合，实现菜单式操作，只用 7 个键便可完成所有功能的设定。实时，同时显示 当前系统输出电压，电流值，并提供菜单转换。
2.3 效率的分析及计算
系统的损耗主要来至于开关管，储能电感以及续流二极管。 2.3.1 开关管损耗
消耗在 MOSFET 内部的损耗有导通损耗与开关损耗，分别由公式（3），（4） 给出。
P = I V pk pkts fs P' = I 2 × RDS ,on
(3) (4)
根据题目条件，在满载下开关管总损耗为（3）＋（4）＝2.63W 2.3.2 续流管损耗
在本设计中，反馈网络是实现关键参数的重要组成部分，原理框图如图4：
输出
单片机对 电压，电流 采样
通过 DA 输出电 压调节 PWM
稳定输出电压，设置 电压值，并实现过流 保护
图4 反馈环路
单片机通过内部AD对输出电压值进行采样，判断其与设定值的大小，从而 调节PWM波发生器中与三角波比较的直流电平大小，控制其稳定在设定值的范
实测电压 Uo
测试方法 2：由键盘设置输出电压，从 30V－36V 以 1V 步进，调整负载使电流 在每个电压值下保持 2A，测试输出电压 Uo 。
设置电压（单位 V） 30 31 32 33 34 35 36
实测电压 Uo
测试结论：经测试，设定值能够很好的与实测值吻合，达到题目要求设定输出电 压的要求。
方案一：采用通用 89S52 单片机作为系统的控制核心。因为其通用性，很 容易找到相关资料，使用容易，但其处理速度不够快，且需要外加 AD、DA，增 加系统功耗，并会增加不稳定性。
方案二：采用 8051 内核的单片机 C8051F020，编程容易，速度快，片内 内带 AD、DA，可以轻松完成对输出电压，电流的检测，并与电源管理模块搭配 控制输出电压的步进，完成对系统的过流保护与重启。
三 主程序流程图
源程序由附件给出，主程序流程图如第 6 页图 5。
。
四 测试结论与创新
4.1 测试结果与改进
经测试，系统满载下效率达 90％，除电压调整率与负载调整率以外的各项 指标均达到题目要求。但软件反馈速度较慢，在时间充裕的情况下，应改进为速 度更快的硬件反馈，并注意不要引起自激。详细测试报告见附件。
方案选择：从高效，稳定，简洁的角度出发，我们选用方案二。
1.3 提高效率的方法
方案一：对 MOSFET 采用零电压开启，关断的方式，避免开关管在硬开关条 件下的过大损耗，从而大大提高效率。
方案二：在电路设计时精益求精，选择合适的开关管与续流二极管等器件， 注意减少电感的铜损与铁损，并注意绕制电感的方法，减小磁芯损耗。在不操作 键盘的情况下，关闭 LCD 显示以节能，从细微处出发提高系统效率。
围内；同时对系统输出电流进行检测，发现其超过设定的保护值大小时，将直流 电平快速置高，从而关断MOSFET，当检测到电流小于保护值时，将直流电平 复位，从而开启系统输出。电压，电流值均可通过LCD显示。
电流检测通过检测两只并联的0.51 Ω 康铜丝线绕精密电阻上的电压实现， 当电阻上电压超过0.6375V时，单片机即刻开启保护功能。且反馈线均采用屏蔽 线以避免干扰。
经测试，续流管在 2A 下导通电压为 0.7V，易知其损耗为 0.35W。 2.3.3 电感磁芯损耗
经查表，PQ3230 型铁氧体磁芯在开关频率为 50K，磁通为 200mT 下损耗为 6W，但本设计工作在非饱和状态下，满载情况下估算为 4W 的功耗。 2.3.4 满载下效率的计算
综上，忽略铜损，总损耗为 6.98W。得到满载下效率为 90％的估算
设计中采用PQ3230铁氧体磁芯，PQ型具有最佳的体积与辐射表面和线圈窗口面 积之比。因磁芯损耗正比于磁芯体积，而散热能力正比于辐射表面，这些磁芯在 给定输出功率下具有最小的温升，对提升效率大有好处，且EMI较小。还便于绕 制。
2.1.2 电路设计与主要参数计算 根据开关管导通时间与经验判断，选择40K的开关频率，这样开关损耗不会
1.2 控制方案
1.2.1 DC-DC 模块控制方案 方案一：采用集成的开关电源控制芯片，外围器件少，PWM 波形精确，性
能良好，但由于集成度高，功能较为固定，扩展性不强。 方案二：采用可调电平与可调三角波比较的方式产生 PWM 波，模块元件
较多，但调节范围宽，可移植性好，扩展能力强，与单片机搭配，对系统的控制 更为方便。
以下对反馈控制字做一个说明。设采样电压为个字的范围输出，c不对PWM进行控制；当a超过 该范围，c线性上升或下降以使输出满足要求（101个控制字对应1V）。经反复 调试，当电压分压网络电压比为17时，采样电压与单片机内部AD最为匹配，取 样电阻为600 Ω 。
很大，纹波不会很大，储能电感感量适中。根据题目条件，
Dmax
≈ UOUT − Uin U OUT
≈
36 −15× 36
2 = 41%
（1）
设计输出额定电流为2A，则根据BOOST电路原理易知流过电感器平均电流 IL为3.39A,根据公式（2），使系统在输出电流40％IL以上时保持电流连续模式， 设二极管及后级滤波电感上压降为1V，以输入为21V时，计算储能电感如下：
07 年全国大学生电子设计竞赛电子科技大 学成都学院获奖队伍论文
开关稳压电源（E 题）
摘要
本 设 计 采 用 可 调 直 流 电 平 与 三 角 波 比 较 输 出 PWM 波 ， 控 制 功 率 开 关 管 HUF75652G3，与铁氧体电感构成 BOOST拓扑DC－DC升压主回路。采用 C8051F020单片机作为主控制器，利用其内部自带的AD完成对输出电压、电流 的检测并通过DA控制PWM波产生模块完成对输出电压值的设定。输出电压的稳 定则由软件反馈控制自制PWM发生器输出脉宽变化实现。单片机检测电流并实 现过流保护，电流值正常后控制主电路恢复工作。系统采用 ZLG7290控制的键 盘进行输入控制，采用128×64点阵的LCD作为输出显示，操作灵活，界面友好。 经测试，系统效率达90％，电压调整率小于0.2%，负载调整率小于0.5%，其他 各项指标也都满足题目最高要求。
读取设定的参数
Y
键值处理子程序
AD 采 样 电 压和电流
N
判断是否按键
N
查询是否 到关屏
Y
判断是否 过流
Y
关断输出
判断电压是 否在规定范 围内
N
N
调整输出
五 附件 附件一：测试报告
图 5 主程序流程图
关屏幕
Y
附件二：电路原理图 附件三：重要源程序
附件一：测试报告
测试仪器列举：4 位半数字万用表 VC97（因为学校没有 5 位半数字 万用表），YB4340C 绿杨牌示波器，安德利 500W 单相自耦调压器。 说明：因时间限制，设计测试表格没有完全进行测试，只是选择值进 行测试
续流二极管的选取也比较严格，肖特基导通压降小，损耗小，是理想的选 择，但系统中不排除会有高于100V的冲击电压出现，这样就会发生击穿，故我 们选取大功率快速恢复二极管RYRG8060作为我们的续流二极管，其主要参数
为：trr=85ns，IF(AV)=80A，VRRM=600V，VF=0.9V，满足要求。 储能电感是BOOST升压拓扑的心脏，对感量，磁芯的选取都有严格的要求，
方案选择：题目要求苛刻，需要宽范围调节，故选方案二，较为灵活。 1.2.2 反馈控制方案
方案一：采用硬件反馈的方式。采样电压与基准在误差放大器中比较，产 生直流电平改善输出 PWM 波的占空比以稳定输出电压，电路简单，容易实现， 但由于硬件反馈灵敏，容易造成环路增益的不稳定，产生自激，输出纹波变大， 效率下降。试验后发现，要想精确控制，调节困难。
方案二：BOOST型DC-DC升压方式，如图1。使用单开关管，能降低开关 管损耗，且控制容易，电路较为简洁，但在功率较高的情况下，电感设计要求较 高，经验成分多，设计不好会造成过大的冲击电流，影响效率也容易使开关管损 坏。
图1 BOOST升压
方案选择：根据题目要求，最大功率为70W，属于中小功率范围，可以不 采用隔离变压器，故折衷考虑，采用较为简洁的方案二。
方案选择：从题目及选择的 DC-DC 主回路拓扑出发，尽量做到方案一与方 案二都可以采纳并运用的设计中，所以采用两种方案结合的方式提高效率。
二 核心电路设计与参数计算
2.1 主回路电路设计及参数计算
主回路电路框图如图 2 所示：
Uin
储能电感 L
滤波
输出
VCC -VCC
PWM 产生
MOSFET
PWM
关键词：PWM产生，BOOST， C8051F020，软件反馈
一 系统核心方案论证
1.1 DC-DC 主回路拓扑
由题意，输出电压最小值为 30V，Uin 最大值为 21×√2V，略小于 30V，能 判断 DC-DC 部分可做成升压模块。
方案一：采用电压型推挽方式加正激变压器方式升压。升压容易实现，但控 制不好会使两个开关管占空比不一致，造成单管发烫，影响效率；或死区时间达 不到要求，有烧毁开关管的危险，且引入隔离变压器还会对系统及制作带来负担。
4.2 发挥与创新
作品除满足题目的基本要求与发挥部分以外，电压可调范围从 30V-36V 输 出扩展到 30V-40V，且步进值大小可设置，为提高效率，加入了 LCD 静默模式， 当一定时间内不使用系统的数字控制功能时，LCD 能自动关断，以节约电能。
开始
初始化单片机（时钟，AD,DA，键盘及显示）
软件反馈
单片机
图 2 主回路框图
2.1.1 器件的选取 MOSFET是开关电源里的核心器件，为了达到效率的要求，应尽量选取导
通电阻小，漏极开关时间短的器件。折衷考虑，我们选择HUF75652G3，其主 要参数为VDSS =100V，ID = 75A，RDS =8m Ω ，Qg =341nC，满足题目要求。
方案二： 采用软件反馈的模式。单片机对输出电压采样，与设定电压对比 后，由 DA 输出控制电平调节 PWM 波，对输出电压进行控制，还可进行电流采
样，实现过流保护与输出电压电流显示。此方案需要大量的软件调试，但反馈稳 定，不会造成系统自激。缺点是反馈调节速度较慢。
方案选择：根据题目要求，硬件反馈容易自激，可能会带来效率的下降与 系统的不稳定，权衡下选用方案二。 1.2.3 数字控制方案
二 电压调整率测试
测试方法：U2 为 18V 的条件下，由键盘设置输出电压 Uo，从 30V－36V 以 1V 步 进，在每一电压值下调节单相自耦调压器，使 U2 从 15V 到 21V 以 1V 的步进值变化，同时 调整负载使输出电流达到 2A，测量输出电压 Uo ，并计算电压调整率 SU 。
1、设定 Uo ＝ 30V
L = (Uin −1)Dmax ＝151uH 3.39× 0.4× f
（2）
取30uH余量，电感实取值为181uH。采用频率特性好的铁氧体PQ3230绕制，使 用线径为0.51mm的漆包线三股并绕，满两层后磨磁隙至181uH。
下面讨论PWM发生模块的设计。原理框图如图3所示，具体电路见附件。
积分电路 可调电平
U2 (V)
15 16 17 18 19 20 21
23 25.85 27.76 29.84 31.87 33.64 35.59
比较器
PWM 波
图3 PWM产生原理
通过数字芯片74HC04产生能提供很宽电流，且波形陡峭的40K方波，经 过由放大器OPA2353构成的积分电路后，生成三角波，与可调的直流电平经过 LM311比较后，得到波形良好的PWM波。PWM波可在反馈网络的控制下稳定及 设定，以此稳压和调压。由于主电源为正电源，但模块需要一组负电源，所以用 电源集成芯片MC34063构成负电源。
一、 输出电压范围测试
测试方法 1：固定负载，在 Uin 为 18V 的情况下由键盘设置输出电压，从 30V－ 36V 以 1V 步进，测试输出电压 Uo。
设置电压（单位 V） 30 31 32 33 34 35 36
30.32 31.25 32.13 33.08 34.06 35.24 36.38
系统采用单片机 C8051F020 作为控制核心，利用 ZLG7290 做键盘控制， 方便实现对键盘的管理，LCD 采用 128×64 点阵，界面以全中文显示，与键盘 配合，实现菜单式操作，只用 7 个键便可完成所有功能的设定。实时，同时显示 当前系统输出电压，电流值，并提供菜单转换。
2.3 效率的分析及计算
系统的损耗主要来至于开关管，储能电感以及续流二极管。 2.3.1 开关管损耗
消耗在 MOSFET 内部的损耗有导通损耗与开关损耗，分别由公式（3），（4） 给出。
P = I V pk pkts fs P' = I 2 × RDS ,on
(3) (4)
根据题目条件，在满载下开关管总损耗为（3）＋（4）＝2.63W 2.3.2 续流管损耗
在本设计中，反馈网络是实现关键参数的重要组成部分，原理框图如图4：
输出
单片机对 电压，电流 采样
通过 DA 输出电 压调节 PWM
稳定输出电压，设置 电压值，并实现过流 保护
图4 反馈环路
单片机通过内部AD对输出电压值进行采样，判断其与设定值的大小，从而 调节PWM波发生器中与三角波比较的直流电平大小，控制其稳定在设定值的范
实测电压 Uo
测试方法 2：由键盘设置输出电压，从 30V－36V 以 1V 步进，调整负载使电流 在每个电压值下保持 2A，测试输出电压 Uo 。
设置电压（单位 V） 30 31 32 33 34 35 36
实测电压 Uo
测试结论：经测试，设定值能够很好的与实测值吻合，达到题目要求设定输出电 压的要求。
方案一：采用通用 89S52 单片机作为系统的控制核心。因为其通用性，很 容易找到相关资料，使用容易，但其处理速度不够快，且需要外加 AD、DA，增 加系统功耗，并会增加不稳定性。
方案二：采用 8051 内核的单片机 C8051F020，编程容易，速度快，片内 内带 AD、DA，可以轻松完成对输出电压，电流的检测，并与电源管理模块搭配 控制输出电压的步进，完成对系统的过流保护与重启。
三 主程序流程图
源程序由附件给出，主程序流程图如第 6 页图 5。
。
四 测试结论与创新
4.1 测试结果与改进
经测试，系统满载下效率达 90％，除电压调整率与负载调整率以外的各项 指标均达到题目要求。但软件反馈速度较慢，在时间充裕的情况下，应改进为速 度更快的硬件反馈，并注意不要引起自激。详细测试报告见附件。
方案选择：从高效，稳定，简洁的角度出发，我们选用方案二。
1.3 提高效率的方法
方案一：对 MOSFET 采用零电压开启，关断的方式，避免开关管在硬开关条 件下的过大损耗，从而大大提高效率。
方案二：在电路设计时精益求精，选择合适的开关管与续流二极管等器件， 注意减少电感的铜损与铁损，并注意绕制电感的方法，减小磁芯损耗。在不操作 键盘的情况下，关闭 LCD 显示以节能，从细微处出发提高系统效率。
围内；同时对系统输出电流进行检测，发现其超过设定的保护值大小时，将直流 电平快速置高，从而关断MOSFET，当检测到电流小于保护值时，将直流电平 复位，从而开启系统输出。电压，电流值均可通过LCD显示。
电流检测通过检测两只并联的0.51 Ω 康铜丝线绕精密电阻上的电压实现， 当电阻上电压超过0.6375V时，单片机即刻开启保护功能。且反馈线均采用屏蔽 线以避免干扰。
经测试，续流管在 2A 下导通电压为 0.7V，易知其损耗为 0.35W。 2.3.3 电感磁芯损耗
经查表，PQ3230 型铁氧体磁芯在开关频率为 50K，磁通为 200mT 下损耗为 6W，但本设计工作在非饱和状态下，满载情况下估算为 4W 的功耗。 2.3.4 满载下效率的计算
综上，忽略铜损，总损耗为 6.98W。得到满载下效率为 90％的估算
设计中采用PQ3230铁氧体磁芯，PQ型具有最佳的体积与辐射表面和线圈窗口面 积之比。因磁芯损耗正比于磁芯体积，而散热能力正比于辐射表面，这些磁芯在 给定输出功率下具有最小的温升，对提升效率大有好处，且EMI较小。还便于绕 制。
2.1.2 电路设计与主要参数计算 根据开关管导通时间与经验判断，选择40K的开关频率，这样开关损耗不会
1.2 控制方案
1.2.1 DC-DC 模块控制方案 方案一：采用集成的开关电源控制芯片，外围器件少，PWM 波形精确，性
能良好，但由于集成度高，功能较为固定，扩展性不强。 方案二：采用可调电平与可调三角波比较的方式产生 PWM 波，模块元件
较多，但调节范围宽，可移植性好，扩展能力强，与单片机搭配，对系统的控制 更为方便。
以下对反馈控制字做一个说明。设采样电压为个字的范围输出，c不对PWM进行控制；当a超过 该范围，c线性上升或下降以使输出满足要求（101个控制字对应1V）。经反复 调试，当电压分压网络电压比为17时，采样电压与单片机内部AD最为匹配，取 样电阻为600 Ω 。
很大，纹波不会很大，储能电感感量适中。根据题目条件，
Dmax
≈ UOUT − Uin U OUT
≈
36 −15× 36
2 = 41%
（1）
设计输出额定电流为2A，则根据BOOST电路原理易知流过电感器平均电流 IL为3.39A,根据公式（2），使系统在输出电流40％IL以上时保持电流连续模式， 设二极管及后级滤波电感上压降为1V，以输入为21V时，计算储能电感如下：
07 年全国大学生电子设计竞赛电子科技大 学成都学院获奖队伍论文
开关稳压电源（E 题）
摘要
本 设 计 采 用 可 调 直 流 电 平 与 三 角 波 比 较 输 出 PWM 波 ， 控 制 功 率 开 关 管 HUF75652G3，与铁氧体电感构成 BOOST拓扑DC－DC升压主回路。采用 C8051F020单片机作为主控制器，利用其内部自带的AD完成对输出电压、电流 的检测并通过DA控制PWM波产生模块完成对输出电压值的设定。输出电压的稳 定则由软件反馈控制自制PWM发生器输出脉宽变化实现。单片机检测电流并实 现过流保护，电流值正常后控制主电路恢复工作。系统采用 ZLG7290控制的键 盘进行输入控制，采用128×64点阵的LCD作为输出显示，操作灵活，界面友好。 经测试，系统效率达90％，电压调整率小于0.2%，负载调整率小于0.5%，其他 各项指标也都满足题目最高要求。
读取设定的参数
Y
键值处理子程序
AD 采 样 电 压和电流
N
判断是否按键
N
查询是否 到关屏
Y
判断是否 过流
Y
关断输出
判断电压是 否在规定范 围内
N
N
调整输出
五 附件 附件一：测试报告
图 5 主程序流程图
关屏幕
Y
附件二：电路原理图 附件三：重要源程序
附件一：测试报告
测试仪器列举：4 位半数字万用表 VC97（因为学校没有 5 位半数字 万用表），YB4340C 绿杨牌示波器，安德利 500W 单相自耦调压器。 说明：因时间限制，设计测试表格没有完全进行测试，只是选择值进 行测试
续流二极管的选取也比较严格，肖特基导通压降小，损耗小，是理想的选 择，但系统中不排除会有高于100V的冲击电压出现，这样就会发生击穿，故我 们选取大功率快速恢复二极管RYRG8060作为我们的续流二极管，其主要参数
为：trr=85ns，IF(AV)=80A，VRRM=600V，VF=0.9V，满足要求。 储能电感是BOOST升压拓扑的心脏，对感量，磁芯的选取都有严格的要求，
方案选择：题目要求苛刻，需要宽范围调节，故选方案二，较为灵活。 1.2.2 反馈控制方案
方案一：采用硬件反馈的方式。采样电压与基准在误差放大器中比较，产 生直流电平改善输出 PWM 波的占空比以稳定输出电压，电路简单，容易实现， 但由于硬件反馈灵敏，容易造成环路增益的不稳定，产生自激，输出纹波变大， 效率下降。试验后发现，要想精确控制，调节困难。
方案二：BOOST型DC-DC升压方式，如图1。使用单开关管，能降低开关 管损耗，且控制容易，电路较为简洁，但在功率较高的情况下，电感设计要求较 高，经验成分多，设计不好会造成过大的冲击电流，影响效率也容易使开关管损 坏。
图1 BOOST升压
方案选择：根据题目要求，最大功率为70W，属于中小功率范围，可以不 采用隔离变压器，故折衷考虑，采用较为简洁的方案二。
方案选择：从题目及选择的 DC-DC 主回路拓扑出发，尽量做到方案一与方 案二都可以采纳并运用的设计中，所以采用两种方案结合的方式提高效率。
二 核心电路设计与参数计算
2.1 主回路电路设计及参数计算
主回路电路框图如图 2 所示：
Uin
储能电感 L
滤波
输出
VCC -VCC
PWM 产生
MOSFET
PWM
关键词：PWM产生，BOOST， C8051F020，软件反馈
一 系统核心方案论证
1.1 DC-DC 主回路拓扑
由题意，输出电压最小值为 30V，Uin 最大值为 21×√2V，略小于 30V，能 判断 DC-DC 部分可做成升压模块。
方案一：采用电压型推挽方式加正激变压器方式升压。升压容易实现，但控 制不好会使两个开关管占空比不一致，造成单管发烫，影响效率；或死区时间达 不到要求，有烧毁开关管的危险，且引入隔离变压器还会对系统及制作带来负担。
4.2 发挥与创新
作品除满足题目的基本要求与发挥部分以外，电压可调范围从 30V-36V 输 出扩展到 30V-40V，且步进值大小可设置，为提高效率，加入了 LCD 静默模式， 当一定时间内不使用系统的数字控制功能时，LCD 能自动关断，以节约电能。
开始
初始化单片机（时钟，AD,DA，键盘及显示）
软件反馈
单片机
图 2 主回路框图
2.1.1 器件的选取 MOSFET是开关电源里的核心器件，为了达到效率的要求，应尽量选取导
通电阻小，漏极开关时间短的器件。折衷考虑，我们选择HUF75652G3，其主 要参数为VDSS =100V，ID = 75A，RDS =8m Ω ，Qg =341nC，满足题目要求。
方案二： 采用软件反馈的模式。单片机对输出电压采样，与设定电压对比 后，由 DA 输出控制电平调节 PWM 波，对输出电压进行控制，还可进行电流采
样，实现过流保护与输出电压电流显示。此方案需要大量的软件调试，但反馈稳 定，不会造成系统自激。缺点是反馈调节速度较慢。
方案选择：根据题目要求，硬件反馈容易自激，可能会带来效率的下降与 系统的不稳定，权衡下选用方案二。 1.2.3 数字控制方案
二 电压调整率测试
测试方法：U2 为 18V 的条件下，由键盘设置输出电压 Uo，从 30V－36V 以 1V 步 进，在每一电压值下调节单相自耦调压器，使 U2 从 15V 到 21V 以 1V 的步进值变化，同时 调整负载使输出电流达到 2A，测量输出电压 Uo ，并计算电压调整率 SU 。
1、设定 Uo ＝ 30V
L = (Uin −1)Dmax ＝151uH 3.39× 0.4× f
（2）
取30uH余量，电感实取值为181uH。采用频率特性好的铁氧体PQ3230绕制，使 用线径为0.51mm的漆包线三股并绕，满两层后磨磁隙至181uH。
下面讨论PWM发生模块的设计。原理框图如图3所示，具体电路见附件。
积分电路 可调电平
U2 (V)
15 16 17 18 19 20 21
23 25.85 27.76 29.84 31.87 33.64 35.59
比较器
PWM 波
图3 PWM产生原理
通过数字芯片74HC04产生能提供很宽电流，且波形陡峭的40K方波，经 过由放大器OPA2353构成的积分电路后，生成三角波，与可调的直流电平经过 LM311比较后，得到波形良好的PWM波。PWM波可在反馈网络的控制下稳定及 设定，以此稳压和调压。由于主电源为正电源，但模块需要一组负电源，所以用 电源集成芯片MC34063构成负电源。
一、 输出电压范围测试
测试方法 1：固定负载，在 Uin 为 18V 的情况下由键盘设置输出电压，从 30V－ 36V 以 1V 步进，测试输出电压 Uo。
设置电压（单位 V） 30 31 32 33 34 35 36
30.32 31.25 32.13 33.08 34.06 35.24 36.38