4.5 载波同步

双边带信号 平方后
sm (t ) m(t ) cosct
e(t ) m(t ) cos ct
(4.5 - 1)
2
1 2 1 2 m (t ) m (t ) cos 2 ct (4.5 - 2) 2 2 若用一窄带滤波器将2ωc频率分量滤出，再进行二分 频，就可获得所需的相干载波。
2.
同相正交环法又叫科斯塔斯(Costas)环。在此环路 中，压控振荡器 (VCO) 提供两路互为正交的载波，与 输入接收信号分别在同相和正交两个鉴相器中进行鉴 相，经低通滤波之后的输出均含调制信号，两者相乘 后可以消除调制信号的影响，经环路滤波器得到仅与 相位差有关的控制压控，从而准确地对压控振荡器进 行调整。 VCO输出
S
m(t ) cos t sin t
解调原理图：
[m(t ).cos c t sin c t ].cos c t m(t ) cos 2 c t sin c t cos c t 1 1 m(t )(1 cos 2c t ) sin 2c t 2 2
2
VCO输出
v0 (t ) Asin(2ct 2 )
(4.5 - 6) (4.5 - 6)
鉴相器误差输出 vd Kd sin 2
输 入 已调 信 号
平 方 律 部 件
鉴相器
环路 滤波器
压控 振荡器
二分频
载 波 输出
锁 相 环
图4.5-2 平方环法提取载波
式中，Kd为鉴相灵敏度，是一个常数。vd仅与相 位差有关，它通过环路滤波器去控制压控振荡器的相 位和频率，环路锁定之后， θ 是一个很小的量。因此， VCO的输出经过二分频后，就是所需的相干载波。
输 入 已调 信 号 平 方 律 部 件 鉴相器 环路 滤波器 压控 振荡器 二分频 载 波 输出
锁 相 环
图4.5-2 平方环法提取载波
2PSK信号
当g(t)为矩形时
e(t ) an g (t nTS ) cos2 ct (4.5 - 4) n 1 1 e(t ) cos 2 c t (4.5 - 5) 2 2
（2）残留边带信号插入导频法
H( f )
f1
f1 f c f m f1
fr
f 2
f 2 f c f r f 2 且f1 (t ) cos(1t 1 ) f 2 (t ) cos(2t 2 )
f2
0
f1 f c f m
图4-35
fc
收信号
经低通滤波后可得：
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
m(t )
[m(t ) cos c t cos c t ] cos c t m(t ) cos c t cos c t
2 2
1 [1 m(t )](1 cos 2c t ) 2 经低通滤波后可得： m(t ) 1 存在直流分量
因而插入的导频应为正交载波，这样能够避免直流分量对信号的影响。
v1 cos(ct ) v2 sin(ct )
1 v3 m(t ) cos ct cos(ct ) = m(t )[cos cos(2ct )] 2 1 v4 m(t ) cos ct sin(ct ) = m(t )[sin sin(2ct )] 2 1 1 滤波后 v5 m(t ) cos v6 2 m(t ) sin 2 1 2 v5和v6相乘后 vd m (t ) sin 2 8
f1 窄带
f 2 窄带
a
f 2 f1
低通
1 vb (t ) cos[(2 1 )t ( 2 1 )] 2 1 = cos[2 ( f r f1 f m f 2 )t ] 2 f1 f m 1 = cos[2 ( f r f 2 )(1 )t ] 2 f r f 2
⑴ DSB信号的插入导频法
插入导频的位置应该在信号频谱为零的位置，否则导致导频与信号频 谱成分重叠在一起，接收时不易取出（信号会对导频产生影响）。
由图看出，被调载波除用于正常产生双边带信号外，经移相 2 产生一 个导频信号，它与被调载波的相位正交，（称正交载波），二者叠加 成输出信号： DSB c c
应当注意，载波提取的方框图中用了一个二分频 电路，由于分频起点的不确定性，使其输出的载波相 对于接收信号相位有 180°的相位模糊。相位模糊对 模拟通信关系不大，因为人耳听不出相位的变化。但 对数字通信的影响就不同了，它有可能使2PSK相干解 调后出现“反向工作”的问题，克服相位模糊度对相 干解调影响的最常用而又有效的方法是采用相对移相 （2DPSK），并且在解调后进行差分译码恢复信息。
d
f c 窄带
b
q次分频
l
移相 载波输出
c
图4-36
残留边带信号插入导频法
f1 f m 令q 1 .经q次分频后可得频率为( f r f 2 )的 f r f 2 单频信号 cos[2 ( f r f 2 ) q ], 再与 cos(2t 2 )相乘, 可得 d点及1点的信号 vd (t ) cos(2 f 2t 2 ) cos[2 ( f r f 2 ) q ] 1 v1 (t ) cos(c t 2 q ) 2 移相 1 cos(c t ) 2 NBF f c
v3 输出 输入已调 信号 v1 9 0° 相移 压控 振荡器 低通 环路 滤波器 vd 低通 v5
v1 cos(ct )
v2 v4
v2 sin(ct )
v6
图4.5-3 Costas 环法提取载波
v5和v6相乘后
1 2 vd m (t ) sin 2 8
当 m(t) 为矩形脉冲的双极性数字基带信号时 ， m2(t)=1 。即使 m(t) 不为矩形脉冲序列，式中的 m2(t) 可 以分解为直流和交流分量。由于锁相环作为载波提取 环时，其环路滤波器的带宽设计的很窄，只有 m(t) 中 的直流分量可以通过，因此vd
说明：解调输出信号幅度将有所下降
2.单边带相干解调中，相位误差对解调性 能的影响：
si (t ) cos(c m )t.cos(ct ) 1 [cos(2ct mt ) cos(mt )] 2
经低通滤波后输出信号为：
以上边带为例
1 s0 (t ) (cos mt.cos sin mt.sin ) 2
输出载波
2、 直接法
直接法也称自同步法。这种方法是设法从接收信 号中提取同步载波。有些信号，如 DSB-SC 、 PSK 等， 它们虽然本身不直接含有载波分量，但经过某种非线 性变换后，将具有载波的谐波分量，因而可从中提取 出载波分量来。下面介绍几种常用的方法。
1. 此方法广泛用于建立抑制载波的双边带信号的载 波同步。
4.5.0载波相位误差对相干解调性能的影响
1.在双边带相干解调中，相位误差对解调 性能的影响：
si (t ) m(t ).cos c t.cos(ct ) 1 m(t ). [cos(2c t ) cos( )] 2 1 经低通滤波后输出信号为： s0 (t ) m(t ).cos 2
vd Kd sin 2
如果我们把图 4.5-3 中除环路滤波器 (LF) 和压控振荡器 (VCO) 以外的部分看成一个等效鉴相器 (PD) ，其输出 vd正是我们所需要的误差电压。它通过环路滤波器滤
后去控制 VCO 的相位和频率，最终使稳态相位误差 减小到很小的数值，而没有剩余频差，此时
v1 cos(ct ) 1 1 解调输出为 v5 m(t ) cos m(t ) 2 2 由图可知，θ=nπ（n为任意整数）为 PLL的稳定平衡 点。PLL工作时可能锁定在任何一个稳定平衡点上， 考虑到在周期 π 内 θ 取值可能为 0 或 π ，这意味着恢复 出的载波可能与理想载波同相，也可能反相。这种 相位关系的不确定性，称为 0 ， π 的相位模糊度。这 是用 PLL 从抑制载波的双边带信号（ 2PSK 或 DSB ） 中提取载波时不可避免的共同问题。
(2) 位同步。
位同步又称码元同步。在数字通信系统中，任何消 息都是通过一连串码元序列传送的，所以接收时需要知 道每个码元的起止时刻，以便在恰当的时刻进行取样判 决。
(3) 群同步。
(4) 网同步。
同步也是一种信息，按照获取和传输同步信息方式的 不同，又可分为外同步法和自同步法。
(1) 外同步法。 由发送端发送专门的同步信息（常被称为导频），接收端 把这个导频提取出来作为同步信号的方法，称为外同步法。 (2) 自同步法。 发送端不发送专门的同步信息，接收端设法从收到的信号 中提取同步信息的方法，称为自同步法。
所需的同步载波为
Vd Kd 0 －Kd
图4.5-4 平方缓和Costas 环得鉴相特性


不但在上述两种环路中存在，在其他类型的载波恢 复环路，如逆调制环、判决反馈环、 松尾环等性能 更好的环路中，也同样存在；不但在2PSK 时存在， 在多相移相信号（MPSK）也同样存在相位模糊度问 题。 Costas环与平方环都是利用锁相环（PLL） 提取载波的常用方法。Costas环与平方环相比，虽然 在电路上要复杂一些，但它的工作频率即为载波频 率，而平方环的工作频率是载波频率的两倍，显然 当载波频率很高时，工作频率较低的Costas环易于实 现；其次，当环路正常锁定后，Costas环可直接获得 解调输出，而平方环则没有这种功能。
4-5 载波同步原理
4.5.1 概述
4.5.2 载波同步 4.5.3 位同步 4.5.4 群同步
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4.5.1 概述
所谓同步是指收发双方在时间上步调一致，故又称 定时。在数字通信中，按照同步的功用分为：载波同步、 位同步、群同步和网同步。 (1) 载波同步。 载波同步是指在相干解调时，接收端需要提供一个 与接收信号中的调制载波同频同相的相干载波。这个载 波的获取称为载波提取或载波同步。