双极模式PWM直流可逆调速系统

况下, i a 始终为正, 其平均电流恒大于零, 电动机工作在正转电动运行状态.
2) 如果电动机负载较轻, 在 t = t2 时刻, 续流电流 ia 很快衰减到零, 则 D 2、D 3 截止, 此后 T 2、T 3在 U d 和反电势 E 作用下导通, 电枢电流 ia 反向并沿回路3流通, 电动机工作在反接制动 状态. 在 T < t ≤t 3 期间, ub2 = ub3 = 0, T 2 、T 3截止, 电枢电感维持 i a 沿回路4经 D 1、D 4流通, 电动 机处于回馈制动状态.
第6期
孙明迪: 双极模式 PW M 直流 可逆调速系统
7 39
电压接近电源电压, C1正极提高到 U d + 15 V , D 1截止, 从而获得维持 T 1 饱和导通的栅极电压. 自举电容 C1是电路正常工作的关键, C1值的大小取决于开关频率、占空比和功率器件对栅极 充电要求. 当电容 C1两端电压低于8. 3 V 时, IR2110内部欠压封锁电路将产生保护性关断. 对 于开关频率 f = 5 kHz, C1取0. 1 LF. 自举二极管 D 1为快速恢复二极管, 其耐压值应大于电源电 压峰值.
回路1流通, i a 上升, 电枢电感储能. 在 t 1≤t< T 期间, ub2 = ub3> 0, ub1 = ub4 = 0, T 1 、T 4截止, 电感
释放能量, ia 沿回路2经 D 2 、D 3 续流, uAB = - U d, T 2 、T 3由于二极管导通压降限制而不通, ia 下 降. 电路方程式
1) U d
Uk < 0, 0 ≤ D < 0. 5 U a < 0 电动机反转
Uk = 0, D = 0. 5 U a = 0 电动机不转
当占空比 D= 0. 5时, 功率电路输出脉宽相等的正负脉冲电压, 电枢电流也为交变脉动电
流, 其平均值近似为零. 此时电动机发生高频颤振, 可以起“动力润滑”的作用, 有利于消除正、
反向的摩擦死区, 但也增大了电动机的空载损耗.
在双极 PWM 开关模式中, 由于同一桥臂的二个功率管承受相位相反的驱动电压, 为了防
止直通, 上、下二管驱动信号需有足够互锁延时时间. 在本系统中, 设有互锁延时电路, 接在
PWM 控制电路与光藕隔离电路之间, 有效地防止了直通现象的发生.
3 栅极驱动电路和 PWM 控制电路
压路 路
D3
T3
··
·
·
·
T2
D2
M -
··
D4 T4
图3 调速系统功率主电路原理图
该系统功率主电路由三相整流器, H 桥功率变换电路, 缓冲电路和泵升电压限制电路组 成. LEM 模块用于电枢电流检测与过流保护, 置于电枢回路和直流侧母线. 四个 IGBT 和四个 续流二极管构成 H 桥, T 1 、T 4和 T 2 、T 3 在 PW M 驱动信号作用下交替导通和关断, 输出脉宽调 制的正负脉冲电压.
I R2 110 是一 种 高 耐压 、高速 集 成 驱 动 芯 片, 具有相互独立的上下二个通道, 可用来驱 动 H 桥中同一桥臂的二个 IGBT . 根据自举
电路控制原理, 在 T 1 截止 T 2 导通时, 自举电
图5 栅极驱动电路原理图
容被充电到15 V , 当 T 2 关断 T 1 导通时, 5端
系统的保护包括过压、过流和短路保护及泵升电压限制电路. 设计的 PWM 调速系统动态结构如图2所示.
73 6
北京航空航天大学学 报
第2 3卷
ASR Ugn
Ufn
Uk
ACR
PW M
BV
互锁 延时
故障综合
BC
驱动
功率转 换电路
M LEM
TG
A SR —速度调节器; A CR —电流调节器; PWM —脉宽调制控制器; BV —速度变送器; BC —电流变送器. 图1 P WM 直流调速系统原理框图
由此可见, 即使电动机负载较轻, 电枢电流也始终是连续的, 电动机工作状态呈电动和制
动交替出现.
73 8
北京航空航在电动机稳速运行中, 给定电压下降 U gn= 0, 则速度调节器输出反号并达限幅值, 即电流环
的给定为制动电流最大值 I am, 从而使电动机在制动力矩作用下转速 n 下降到零. 即在 T 1 、T 4关断
1 997 年 第 23卷
第126月期 Jo urnal
of
北京航空航天大学学报 Beijing U niv ersit y o f Aer onautics and
As
t
r
on au t ics
DeVceoml . b2e3r N1 9o9.
7 6
双极模式 PWM 直流可逆调速系统
孙明迪
系统工作过程分析. 1) 速度给定电压 U gn > 0, U gn- U fn为正, 电流调节器输出 U k > 0. 如图4所示, 在0≤t< t1 期
第6期
孙明迪: 双极模式 PW M 直流 可逆调速系统
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图4 H 型双极模式功率电路与 波形
间, ub1= ub4为正, ub2 = ub3 = 0, T 1 、T 4导通, T 2、T 3 截止, 电机两端电压 uAB = + U d, 电枢电流 i a 沿
栅极驱动电路是将 P WM 控制电路的输出脉冲进行放大, 以激励功率开关器件 IGBT . 与
V dd
+ 15V Ud D1
电流控制的功率晶体管 GT R 不同, IGBT 栅
·9
6
7 10
5 11 IR2110
3
12
1
C3
· 13
2
· C1
· ·
C2
·
· T1· R1
R1a
· ·
R2 T3
射极有一阀值电压和容性输入阻抗, 通过给 栅极提供电荷而开启. 根据 IGBT 对驱动控 制的要求和 H 桥功率转换电路的特点, 采用 IR2110构成栅极驱动电路, 如图5所示.
T L—电机时间常数; T m—电机机电时间常数; K PWM —PWM 功率变换电路增益; T p—PWM 开关延迟时间. 图2 PW M 调速系统动态结构图
2 PWM 功率转换电路
PWM 直流调速系统功率主电路如图3所示.
· · LEM
·
·
··
T1 D1
泵限 缓
～
Ud
升制 冲 电电 电
· · LEM
( 北京航空航天大学 自动控制系)
摘 要 提 出一种 双极模 式 IGBT 功率变 换电路 及直流 调速 系统, 分析 了 PWM 可逆调速系统的组成和工作原理, 探讨了集成 PWM 控制器和模块驱动电路 设计的有关问题, 该系统已应用于2kW 以上电动机的可逆调速运行.
关键词 脉宽调制; 功率变换器; 调速 分类号 T M 33. 3
直流电动机具有良好的起动、制动性能, 直流伺服控制技术广泛应用工业和宇航领域的伺 服驱动和调速系统. 随着电力电子技术的发展及其应用技术的进步, 新型功率半导体器件与专 用集成芯片的不断涌现, 使得近年来直流脉宽调制( P WM ) 控制技术和伺服功率驱动发展更加 迅速, 为设计研制高精度、快响应、宽调速、低损耗的高性能直流伺服系统和变速传动系统提供 了基础.
参 考 文 献
1 秦继荣, 沈安俊. 现代直流伺服控制技术及其系统设计. 北京: 机械工业出版社, 1993
RE SE A RCH ON BIPO LA R REV ERSIBL E PWM DC DRIVE SYST EM
Sun M ingdi
( Beijing U niversit y of A eronaut ics and A st ronaut ics , Dept . of A ut omatic C on trol )
式中, E 为电动机反电势, R 是电枢回路总电阻, L 为回路总电感, T L= L / R. 从以上分析知, 功率转换电路输出是幅值为 Ud 的正负脉冲电压, 其周期 T = 1/ f , f 为
PWM 控制信号频率, ia 是同频率的按指数规律变化的脉动电流. 在0< t< T 期间, 负载较重情
1 PWM 直流调速系统
为了获得较好的调速系统静态、动态性能, 采用了直流、速度双闭环控制和脉宽调制技术, 图1给出了 PWM 直流调速系统原理框图.
图1中, L EM 为霍尔电流传 感器模块, 用 于电枢电流的 动态检测, 构 成电流闭环控 制, L EM 的测量精度优于1% , 响应速度≤1 Ls, 满足系统动态测试要求. T G 为测速发电机, 速度 调节器 ASR 的输出作为电流调节器 ACR 的给定, 其限幅值与电动机允许最大电流相适应, ASR 和 ACR 均采用 PI 或 PID 调节, 使系统具有较好的性能、最大的允许加速度和最短的起 动时间. 通过控制 PWM 电路输出信号的占空比, 改变 IGBT 的通断时间, 实现直流电动机的 转速调节.
4) 速度给定电压 U gn< 0, 电流调节器输出 U k< 0, 电动机反转电动运行. 其分析方法与
U gn> 0相同. 在负载较重时, ia 为负值的脉动波形.
由上述工作过程分析可知, 双极模式功率电路输出 U a( U AB ) 是交替变化的脉动电压, 用傅
里叶级数展开得
∞
∑ ua = U a + Un cos( 2Pnf t + Un) n= 1
由于功率变换电路采用双极模式, 电枢电流始终保持连续, 有利于克服静摩擦和改善系统 低速运行的平稳性.
本文研究的 P WM 可逆调速系统, IG BT 采用 A P T 45GF 60BN U 1, 额定参数 B V CES= 600 V , I CM = 45A , P D = 200 W; L EM 模块为 L N 25-N P , 额定电流 I N = 25 A , I P= 0～±36 A . 所提 出的双极模式功率变换电路及 PW M 控制系统已应用于2 kW 以上直流电动机的可逆调速运 行.
0 ≤ t < t1
Ud =
E+
i aR +
L
di a dt
ia( t) =
Ud R
E+
ia ( 0) -
Ud R
E
õ e- t/ TL
t1 ≤ t < T
-
Ud =
E+
iaR +
L
dia dt
ia( t -
t1) = -
Ud + R
E+
ia( t1) +
Ud + R
E
e- ( t- t1) / T L
f=
1 T
为
P
W
M
波的开关频率, U a 是直流分量即输出电压的平均值, 当 f
远大于电动机频带
时, 忽略交流分量对系统输出量的影响, 则有
ua = Ua =
t1 T
Ud
-
TT
t 1U d =
2
t1 T
-
1
Ud =
( 2D -
式中, D=
t1 T
,
称为占空比,
设
PWM
电路输入信号为
U k,
则有
Uk > 0, 0. 5 < D ≤ 1 U a > 0 电动机正转
后, ia 沿回路2经 D 2、D 3续流, 电枢电感释放能量. 当 ia 下降到零后, D 2 、D 3截止, T 2 、T 3 导通, U AB = - U d , 电动机工作于反接制动状态, 建立反向制动电流, 当 ub2 = ub3 = 0时, T 2、T 3 截止, D 1、D 4导通,
电机又处于再生制动状态, 故在制动力矩作用下, 电动机转速很快下降到零.
本文提出的双极模式pwm可逆调速系统功率变换电路采用h桥结构功率器件采用了新型电力电子器件绝缘栅双极晶体管igbtinsulatedgatebipolartransistor以提高输出容量和获得直流电动机四象限运行特性由ir2110集成电路构成的栅极驱动和专用芯片tl494为核心的脉宽调制电路以及pi调节器等组成的双环pwm调速系统有着良好的调速性能已成功地应用于2kw以上直流电动机组的可逆调速运行
在本系统中 P WM 控制电路由专用芯片 T L 494和外围电路组成, 其输出信号的频率通过 外接电路参数确定, 输出脉冲宽度决定于输入控制信号, 此处不再阐述.
4 结 论
本文提出的 PWM 直流可逆调速系统, 由于驱动电路和 PWM 控制均采用集成芯片, 大大 简化了系统结构, 提高了可靠性, 电流传感器 L EM 模块可以测量任意波形, 且工作频带宽, 精 度高、线性度好、响应快, 从而提高了系统的精度和性能.
以功率晶体管为开关器件组成的 P WM 直流伺服系统, 较之常规的驱动方式, 例如晶闸管 移相控制方式、功率管线性功放驱动系统等具有无可比拟的优点.
本文提出的双极模式 PWM 可逆调速系统, 功率变换电路采用 H 桥结构, 功率器件采用 了新型电力电子器件绝缘栅双极晶体管 IGBT ( Insulat ed Gat e Bipolar T ransisto r) , 以提高输 出容量和获得直流电动机四象限运行特性, 由 IR2110集成电路构成的栅极驱动和专用芯片 T L 494为核心的脉宽调制电路, 以及 P I 调节器等组成的双环 PWM 调速系统, 有着良好的调 速性能, 已成功地应用于2kW 以上直流电动机组的可逆调速运行.