阻抗受控的通孔之设计

阻抗受控的通孔之设计
应用信号线在中心的复杂同轴模型发生这种通孔结构；周围的接地屏蔽发生一个平均散布的阻抗。

四个在中心信号通孔周围排成一圈的接地通孔取代了平均的接地屏蔽〔图1〕。

由于这四个外通孔都衔接到印制电路板接地或VDD〔电源〕，所以它们携带电荷，而且其中每一个通孔与信号通孔之间构成电容。

电容量的计算取决于通孔直径、介电常数以及信号通孔和接地通孔之间的距离。

中心通孔的间隙〔凹缘〕〝触及〞外层通孔，所以电容量沿垂直通道平均散布——防止每一电源平面和接地平面的电容量急剧添加。

外侧的接地通孔为信号前往电流提供途径，并在信号通孔和接地通孔之间构成一个电感回路。

图1 印制电路板层间互连设计的新技术提供可预测的途径阻抗和改良的信号完整性。

你可以应用复杂的公式〔参考文献1〕计算出由一个接地通孔与信号通孔构成的电容量和电感量。

计算时，你可以假定这两个通孔实质上是两根直径相反的导线。

D为通孔的直径，a为信号通孔和接地通孔之间的中心距。

一对通孔的电感L的计算公
式为：
一对通孔的电容C计算公式为：
由于主要由5个通孔构成的垂直通道是平均的，因此一对通孔的的
阻抗Z的计算公式为：
公式1计算了规范双线系统的电容量。

改良的通孔结构添加了三个额外的接地通孔，所以信号通孔中的正电荷量坚持不变，但一切的负电荷那么平均地散布在四个接地通孔上。

因此，改良的通孔结构的总电容量大约与双线系统的总电容相反。

但是，这种通孔模型的电感量那么是双线系统电感量的四分之一，由于信号通孔与四个接地通孔之间构成了四个并联的电感回路，从而通孔的阻抗Z
为：
实验人员在从60密耳厚的6层电路板到130密耳厚的16层电路板上运用FR4 polyclad 370、Getec
和Rogers电路板资料，对这种通孔结构停止了测试。

他们应用TDR测量和基于CST〔计算机仿真技术〕的3-D 场测定仪验证了计算所得的通孔阻抗。

他们推导的公式预示无论电路板的厚度如何，阻抗都格外地好〔±2Ω〕，由于通孔的阻抗公式与电路板厚度有关。

表1将计算取得的6层62密耳FR4测试电路板〔er=4.1〕的阻抗与TDR测量结果和基于CST
的Microwave Studio 3-D场测定仪仿真所得的阻抗值停止了比拟。

计算所得的通孔阻抗与测量结果的误差在±2Ω之内。

图2 黄色波形表示具有惯例通孔的
通道的TDR曲线。

绿色波形表示具有
阻抗受控通孔的通道的TDR曲线。

•TDR曲线是确定通孔阻抗或信号通道上其它不延续性的一种好方法。

图2示出了在测试板的两个简直相
反的通道上测得的TDR曲线。

独一的
差异是，一个通道具有直径为14.5
密耳、凹缘〔间隙〕为10密耳的惯
例通孔，而另一个通道那么具有直径
为14.5密耳、中心距离为41密耳的
改良型通孔结构。

TDR曲线说明，SMA
衔接器的阻抗失配在两种状况下都
是相反的。

受控阻抗通孔的阻抗大约
为52Ω，而惯例通孔的阻抗为48~54
Ω。

惯例通孔的阻抗婚配比改良型通
孔结构的要差。

但是，关于惯例通孔
来说，婚配还是不错的，而且，依据
这一TDR曲线，你应当估量到信号失
真很小。

3 这种S21曲线示出了用绿色表示的阻抗受控通孔和用黄色表示的惯例通孔。

TDR测量的一个缺陷是，测量结果是与设备上升时间相关的。

它没有显示团圆频率不延续性的频率照应。

一种验证和比拟通孔阻抗失配的更好方法是观察网络剖析仪的S21散射参数。

S21曲线示出了特定频率的信号是如何经过传输线通道的而其它频率的信号是如何被反射或衰减的。

图3示出了TDR测量中两个通道的S21曲线。

两个通道是相反的，独一的差异是一个通道具有改良型通孔结构〔绿色曲线〕，而另一个通道具有惯例通孔〔黄色曲线〕。

这种改良型通孔结构说明频率照应极好，第一谐振出如今大约10 GHz处。

另一方面，惯例通孔说明，即使阻抗失配很小，在整个频率段内仍有多重反射。

这些反射招致信号在某些频率比其它频率衰减得更大，因此进一步降低了高速信号的质量。

图4 实验人员开发了一块既有规范通孔又有改良的阻抗通孔的测试电路板，用以测量信号功用。

在这块测试板上，SMA衔接器和通孔之间的距离大约为1.4英寸，这相当于S21曲线上明晰可见的大约2.35 GHz频率〔应用公式2〕。

虽然非对称通道不延续性的频率照应能够稍微不同，但是通道都被设计成对称的。

惹起黄色惯例通孔曲线上其它反射的主要是信号前往电流途径。

由于惯例通孔不为信号前往电流提供途径，所以信号前往电流要走与惯例通孔最近的最小电感量的途径。

信号前往电流流过SMA衔接器的接地通孔，并流过相邻通道的接地通孔结构。

由于信号前往电流走最近的途径，所以正如你所预料的，S21曲线上的谐振频率约为5 GHz〔0.7英寸〕，而不是4.2 GHz〔0.8英寸〕。

此外，信号前往电流从该SMA的接地通孔流到远端SMA衔接器〔一条大约1.6英寸长的电流途径〕，从而在大约2 GHz时惹起另一个谐振〔公式3和4〕。

你可以在S21曲线上明晰地观察到前往电流惹起的这两种现象。

以下公式可以计算出具有惯例通孔的通道的谐振频率：
你依据S21测量可以得出的第一个结论是，谐振频率与传输线上阻抗不延续性的位置有很大关系。

这样说并不意味着你应该将通孔置放在接近发射器或衔接器的中央，以便使阻抗失配出如今大于10 GHz的频率上。

不幸的是，这种方法实践上只是在接纳器处阻抗完美婚配时才有效。

否那么，接纳器处将出现一个反射信号，而且在最接近发射器的通孔处将出现另一个反射信号。

这些反射信号招致从接纳器到通孔再到接纳器的距离很长，这又进而转换成一个很低的谐振频率。

依据S21测量得出的第二个结论是信号前往电流会发生少量的反射。

S21测量示出了两个简直相反、只是信号前往途径不同的通道及其略有差异的阻抗失配。

S21曲线说明，惯例通孔在没有这条很近的前往途径时会发生较多的反射，由于信号前往电流走的是距离最近的、电感量最小的途径，即使相差一英寸，也会惹起谐振。

图5 一组对阻抗受控通孔〔a〕和惯
例通孔〔b〕的电流密度停止比拟的
曲线，说明前往电流流过一定距离的
附加接地通孔。

•信号前往电流能够流过相邻电源平面和接地平面的内平面电容，但是那
种电容通常很小，只要高频才干经
过。

在大少数状况下，信号前往电流
流过衔接信号印制线各参考层的最
近的通孔。

那些前往电流通孔能够远
离实践信号通孔很远。

为了验证这一
效应，实验人员将一个接地通孔放置
在离惯例通孔大约100密耳的中央，
然后绘制阻抗受控通孔的电流密度
以及惯例通孔的电流密度。

很清楚，
大局部前往电流流过了一定距离之
外的附加接地通孔。

这种前往电流的
额外距离招致出如今S21曲线中的
各种反射。

图6 比特流的数据眼图曲线说明，惯例通孔〔黄色曲线〕衰减多个频率，招致眼图和上升时间区分比阻抗受控通孔〔绿色曲线〕的小和慢。

在你调查具有很宽频谱的实践数据信号，如PRBS〔伪随机比特流〕图时，宽带反射的影响变得愈加清楚。

为了说明这种影响，实验人员以3.125 Gbps速率在两个通道中传送一个27–1 PRBS图，并记载输入波形。

两个通道都只要2.8英寸长，但通孔的影响明晰可见。

惯例通孔〔黄色曲线〕衰减多个频率，结果使其数据眼图上升时间区分比阻抗受控通孔的〔绿色曲线〕小和慢。

最后，阻抗失配应该尽能够小。

即使是最小的失配也会出如今S21
曲线的一个团圆频率上并影响信号质量。

你只需满足诸如距离、印制线宽度和焊区宽度等重要设计参数，就可最大水平提高阻抗受控通孔的功用。

例如，信号通孔的凹缘〔或许间隙〕大小十分关键。

它必需至少是信号通孔和接地通孔之间的距离a与通孔直径D之差，这样信号通孔凹缘
才干触及接地通孔。

否那么，接地层、电源层或许两者上的金属就会与信号通孔靠得太近，发生不希望的额外电容，从而使通孔阻抗降低到低于计算所得的50Ω。

异样，将顶层或底层微带线与内层微带线衔接起来的每一个通孔都会发生一根短截线。

当短截线长度小于信号上升时间时，该短截线就简直发觉不到。

假设短截线长度比拟长，就会惹起可观的信号失真。

例如，一根40密耳长的短截线在信号上升时间约为50ps、信号速率为3.125Gbps 的系统中具有大约14ps的信号运转长度。

在最坏的状况下，短截线的长度为某个重要频率的四分之一波长，因此短截线对该频率来说是短路的，从而使原始信号消逝。

下面几个公式都假定信号通孔和接地通孔的直径是相反的。

如要运用不同的直径，你就必需修正电容量公式。

设计人员应该依据所衔接的印制线宽度选择通孔直径。

假设印制线比通孔小得多，那么从50Ω印制线到通孔焊区的过渡就会惹起不希望有的阻抗不延续性。

设计人员还应该思索接地通孔与所衔接印制线之间的距离。

当接地通孔与印制线的距离小于印制线与参考层之间的距离，发生额外印制线电容，进而使印制线阻抗降低到小于50Ω时，这就会成为一个效果。

例如，在测试板上，信号印制线与接地通孔之间的距离大约为11密耳，而印制线在接地参考层上方大约10密耳。