电源设计中的小信号分析
电压型CRM Boost PFC小信号建模分析与补偿设计
本文针对工作于变频状态的电压控制型CRM导通模式的Boost PFC转换器进行了小信号分析，在状态空间平均法不适用的情况下用电流注入等效电路法进行了小信号建模，并给出了合理的补偿设计方案；在SiMetrix/SIMPLIS仿真平台下进行了实例设计，通过该设计验证了该小信号分析方法及补偿设计的合理性。该方法不仅对变频系统板级的分析与设计有重要的意义，也对变频系统的控制芯片系统级设计有重要的指导作用。
(3)输出Cout电容产生的电压纹波足够小。
(4)功率级输入电压Vin(t)在一个开关周期里是恒定的，Vm为其峰值。Ts相对于TL足够小。
对于Boost-PFC，在单个开关周期，传输到输出二极管的平均电流为：
其中Ddis为放电时间占空比，对于临界导通模式，Ddis为：
由系统控制到输出的传递函数确定的补偿方案如下：
通过计算，该CRM-Boost-PFC功率级参数和补偿网络的参数如表2所示。最后通过建立系统的小信号模型，并进行AC分析，得到如图9补偿后环路波特图和如图10带补偿网络的误差放大器的波特图。通过仿真可以看到，通过补偿后的环路，其相位裕度为52°，穿越频率为12 Hz。系统稳定且对100 Hz的纹波有很好的抑制作用。确定补偿网络后又对整个系统做了瞬态仿真，结果如图11。整个系统启动140 ms后完全稳定了下来，输出电压的纹波控制5 V以内，达到了设计的目的。
整理可得：
因此，半个AC周期的平均值为：
分别对Ton、Vout、Vm求微分运算再求和：
令。因此该系统功率级的小信号等效电路可用图4表示。
假设Vctrl与Ton的关系为K=ctrl/Ton。因此：
4 补偿设计实例
该设计系统级要求如表1所示，其原理图。本文的第3节已经对该类型控制电路做了小信号分析，得到了输入到输出和控制端到输出的传递函数，为补偿的设计做了理论分析。要使补偿后的系统稳定，需满足以下条件[9]：首先要静态误差电压为足够小；其次要补偿后相位裕量至少为45°；最后系统的穿越频率为线电压频率的1/5~1/10。
开关电源的建模和环路补偿设计(1)：小信号建模的基本概念和方法(二)
开关电源的建模和环路补偿设计(1)：小信号建模的基本概念和方法(二)用电压模式控制闭合反馈环路输出电压可以由闭合的反馈环路系统调节。
例如，在图12 中，当输出电压VOUT 上升时，反馈电压VFB 上升，负反馈误差放大器的输出下降，因此占空比 d 下降。
结果，VOUT 被拉低，以使VFB = VREF。
误差运算放大器的补偿网络可以是I 型、II 型或III 型反馈放大器网络。
只有一个控制环路调节VOUT。
这种控制方法称为电压模式控制。
凌力尔特公司的LTC3861 和LTC3882 就是典型的电压模式降压型控制器。
图12：具闭合电压反馈环路的电压模式降压型转换器方框图为了优化电压模式PWM 转换器，如图13 所示，通常需要一种复杂的III 型补偿网络，以凭借充足的相位裕度设计一个快速环路。
如等式7 和图14 所示，这种补偿网络在频率域有 3 个极点和两个零点：低频积分极点(1/s) 提供高的DC 增益，以最大限度减小DC 调节误差，两个零点放置在系统谐振频率f0 附近，以补偿由功率级的L 和 C 引起的–180° 相位延迟，在fESR 处放置第一个高频极点，以消除COUT ESR 零点，第二个高频极点放置在想要的带宽fC 以外，以衰减反馈环路中的开关噪声。
III 型补偿相当复杂，因为这种补偿需要 6 个R/C 值。
找到这些值的最佳组合是个非常耗时的任务。
图13：用于电压模式转换器的III 型反馈补偿网络图14：III 型补偿A(s) 提供3 个极点和两个零点，以实现最佳的总体环路增益TV(s)为了简化和自动化开关模式电源设计，凌力尔特开发了LTpowerCAD 设计。
小信号放大电路图详解
小信号放大电路图详解小 信号放大一直是电子设计竞赛经久不衰的题目，也是工程师们设计电路时经常遇到的问题。
作者历经小信号放大的血泪史，介绍了小信号放大中的集成芯片放大电 路、滤波器电路和分立元件放大器，有详细的电路图讲解哦！其中LC无源滤波器的软件设计、仿真以及硬件制作流程也合适很多其他电路设计。
第一部分：集成芯片放大器电路图讲解不知有多少童鞋知道TI公司的LHM6624。
这个芯片对于作者来说那是福星一枚。
其主要技术指标如下：Single/Dual Ultra Low Noise Wideband Operational Amplifier（单/双电源低噪声宽带小信号放大器）；其增益带宽积在单电源供电时可达1.5GHz，双电源供电时可达1.3GHz；供电电压双电源 （± 2.5V to ± 6V）单电源（+5V to +12V）；摆率（Slew rate） 350V/μs增益为10dB(AV = 10)时摆率400V/μs；输入噪声0.92nV/；输入失调电压典型值700uV 。
应用电路图如下：其中双电源供电±5V，C12，C13作用是电源滤波，即稳压；输入阻抗为50W；输出信号峰峰值可至8V（最好不要超过3V，因为大信号会出现非线性放 大）。
这是一个典型的同相放大器，放大倍数计算公式为AV=R14/R12，图中参数放大倍数20倍，即26dB。
值得注意的一点是电阻R16的作用：调 节零漂~如果对低频放大没什么特别需要的话，此处电阻R13，R16以及C11都可省略，但是如果想要放大直流信号的话，此处调节电路就十分有必要了。
模拟放大电路的电源滤波处理是十分有必要的，目的是防止高频模拟信号影响污染整个电源系统。
图中C12，C13在pcb中的位置要尽量靠近IC的电源入 口。
另外也可选择把磁珠（要求严格时可用电感，要求不高时可用100W电阻）和两个电容组成p形滤波电路， 这样可以把电源中的噪音滤得干干净净~2：滤波器滤波器分为有源滤波器和无源滤波器两种，区别在于有没有外接电源。
第四章小信号模型分析法
iB
vBE
c
iC
b
vCE e
BJT双口网络
vBE f ( iB , vCE ) iC f ( iB , vCE )
4.4.1 BJT的小信号建模
1. H参数的引出
在小信号情况下， 对上两式取全微分得
dvBE dvBE
vBE iB
VCE
diB
vBE vCE
IB
dvCE
rbe
Ib
置0
Rs
RE
ro
用加压求流法求输出电阻。
4.6 共集电极电路和共基极电路
4.6.1
⑤输出电阻
共集电极电路
Rs
RB
rbe
Ib
Ib
I
R // R R` s s B
I Ib Ib Ie
RE
Ie
U
（加压求流法） U U U rbe R rbe R RE s s 1 rbe R s U ro R E // 1 1 1 I rbe R RE s
ib b
ui rbe
Rb
ib e
c
共射极放大电路
RC
uo
RL
放大电路 小信号等效电路的画法：
步骤：
1 首先从三极管三个极出发 ，画放大电路交流 通路。(电容、直流电源交流短接) 2 用三极管小信号模型替代三极管。
3 标出电量符号。(瞬时值、相量)
用小信号模型法分析共射极放大电路：
分析的一般步骤： 1 放大电路的静态分析，求Q(IB 、 IC （ IE ） 、 VCE )， 并求rbe 2 画放大电路的小信号等效电路 3 用线性电路分析法，求解放大电路的动态性能指标 电压放大倍数（电压增益）： Av = Vo / Vi 输入电阻 Ri 输出电阻 Ro
小信号分析法重点笔记讲解
开关电源的反馈环路设计是开关电源设计的一个非常重要的部分，它关系到一个电源性能的好坏。
要设计一个好的环路，必须要知道主回路的数学模型，然后根据主回路的数学模型，设计反馈补偿环路。
开关电源是一个非线性系统，但可以对其静态工作点附近进行局部线性化，这种方法称为小信号分析法。
以一个CCM模式的BOOST电路为例其增益为：其增益曲线为：其中M和D之间的关系是非线性的。
但在其静态工作点M附近很小的一个区域范围内，占空比的很小的扰动和增益变化量之间的关系是线性的。
因此在这个很小的区域范围内，我们可以用线性分析的方法来对系统进行分析。
这就是小信号分析的基本思路。
因此要对一个电源进行小信号建模，其步骤也很简单，第一步就是求出其静态工作点，第二步就是叠加扰动，第三步就是分离扰动，进行线性化，第四步就是拉氏变换，得到其频域特性方程，也就是我们说的传递函数。
要对一个变换器进行小信号建模，必须满足三个条件,首先要保证得到的工作点是“静”态的。
因此有两个假设条件：1，一个开关周期内，不含有低频扰动。
因此叠加的交流扰动小信号的频率应该远远小于开关频率。
这个假设称为低频假设2，电路中的状态变量不含有高频开关纹波分量。
也就是系统的转折频率要远远小于开关频率。
这个假设称为小纹波假设。
其次为了保证这个扰动是在静态工作点附近，因此有第三个假设条件：3，交流小信号的幅值必须远远小于直流分量的幅值。
这个称为小信号假设。
对于PWM模式下的开关电源，通常都能满足以上三个假设条件，因此可以使用小信号分析法进行建模。
对于谐振变换器来说，由于谐振变换器含有一个谐振槽路。
在一个开关时区或多个开关时区内，谐振槽路中各电量为正弦量，或者其有效成分是正弦量。
正弦量的幅值是在大范围变化的，因此在研究PWM型变换器所使用的“小纹波假设”在谐振槽路的小信号建模中不再适用。
对于谐振变换器，通常采用数据采样法或者扩展描述函数法进行建模。
以一个CCM模式下的BUCK电路为例，应用上面的四个步骤，来建立一个小信号模型。
小信号模型分析法
BJT的小信号建模 3.4.1 BJT的小信号建模
c iB vBE e
BJT双口网络 双口网络
iC
1. BJT的H参数定义 的 参数定义
对于BJT双口网络，我们知道有 双口网络， 对于 双口网络 输入特性和输出特性曲线 iB=f(vBE) vCE=const iC=f(vCE) iB=const
建立小信号模型的思路
当放大电路的输入信号电压很小时， 当放大电路的输入信号电压很小时，就可以把三 极管小范围内的特性曲线近似地用直线来代替， 极管小范围内的特性曲线近似地用直线来代替，从而 可以把三极管这个非线性器件所组成的电路当作线性 电路来处理。 电路来处理。
BJT的小信号建模 3.4.1 BJT的小信号建模
vbe= hieib+ hrevce ic= hfeib+ hoevce
BJT的小信号建模 3.4.1 BJT的小信号建模
对照H参数的公式，可知： 对照H参数的公式，可知： Ui= hiIi+ hrUo Io= hfIi+ hoUo
∂vBE h ie = ∂iB
VCE
vbe= hieib+ hrevce ic= hfeib+ hoevce
1.2.3 放大电路的主要性能指标
输入信号
υI
4. 频率响应及带宽（频域指标） 频率响应及带宽（频域指标） A.放大电路的频率响应及带宽
O
基波
ωt
在输入正弦信号情况下，输入信号频率连续改变， 在输入正弦信号情况下，输入信号频率连续改变，输出 二次谐波 随之变化的稳态响应，称为放大电路的频率响应。 随之变化的稳态响应，称为放大电路的频率响应。
由元器件非线性特性引起的失真。 由元器件非线性特性引起的失真。
开关电源变换器的小信号建模设计
Ｆ ＥＮＧ Ｄａ ｎ ，ＲＥＮ Ｈｏ ｎ ｇ －ｂ ｉ ｎ ， ＮＩ ＮＧ Ｆ ｅ ｉ ， ＺＨＡＮＧ Ｘｉ ｎ ｇ
（ １ ．Ａ ｉ ｒ ａ ｎ ｄ Ｍ ｉ ｓ ｓ ｉ ｌ ｅ Ｄ ｅ ｆ ｅ ｎ ｓ ｅ Ｃ ｏ ｌ ｌ ｅ ｇ ｅ ， Ａ ｉ ｒ Ｆ ｏ ｒ ｃ ｅ Ｅ ｎ ｇ ｉ ｎ ｅ ｅ ｉ ｒ ｎ ｇ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ， Ｘ ｉ ’ ａ ｎ Ｓ ｈ ａ ｎ ｘ ｉ ７ １ ０ ０ ５ １ ，Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ；
第３ ２ 卷 第１ １ 期
文 章编号 ： １ ０ ０ ６ — ９ ３ ４ ８ （ ２ ０ １ ５ ） １ １ — ０ １ ４ １ — ０ ５
２ ０ １ ５ 年１ １ 月
开 关 电 源 变 换 器 的 小 信 号 建 模 设 计
冯 丹 ， 任 宏 滨 ， 宁 飞 ， 张 兴‘
ｅ ｍａ ｔ ｉ ｃ ｌ ａ ｍｏ ｄ ｅ ｌ ｏ ｆ ｎ ｏ ｎ — ｉ ｄ ｅ ｌ ａ ｃ ｏ ｎ ｄ ｉ ｔ ｉ ｏ ｎ ｓ ｉ ｓ ｅ ｓ ｔ ａ ｂ ｌ ｉ ｓ ｈ ｅ ｄ ｂ ｙ ｕ ｓ ｉ ｎ ｇ ｔ ｈ ｅ ｓ ｔ ａ ｔ ｅ ｓ ｐ ａ ｃ ｅ ａ ｖ ｅ ｒ ａ ｇ ｅ ｍｅ ｔ ｈ ｏ ｄ ａ ｎ ｄ ｓ ｗ ｉ ｔ ｃ ｈ ｉ ｎ ｇ ｅ ｌ ｅ ｍｅ ｎ ｔ
２ ．Ｃ ｏ ｌ ｌ ｅ ｇ ｅ ｏ ｆ Ａ ｕ ｔ ｏ ｍａ ｔ ｉ ｏ ｎ ， Ｎ ｏ ｒ ｔ ｈ ｗ ｅ ｓ ｔ ｅ ｒ ｎ Ｐ ｏ ｌ ｙ ｔ ｅ ｃ ｈ ｎ ｉ ｃ ａ ｌ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ， Ｘ ｉ ’ ａ ｎ Ｓ ｈ ａ ｎ ｘ ｉ ７ １ ０ ０ ７ ２ ，Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ）
基于小信号分析的反激电源反馈补偿网络的设计
河北工业大学学报JOURNAL OF HEBEI UNIVERSITY OF TECHNOLOGY第42卷第2期V ol.42No.22013年4月April 2013文章编号：1007-2373(2013)02-0001-05基于小信号分析的反激电源反馈补偿网络的设计孙英，曹长春，严晓娜，王志华（河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室，天津300130）摘要基于小信号传递函数的网络分析理论，对60W 反激电源进行反馈补偿网络设计．为使补偿后电源系统达到较好的系统动态响应、负载调整率及更好的稳定性，补偿前对各网络进行分析，得出各网络的传递函数．按照补偿后系统伯德图应满足的3个特性，对电压反馈补偿网络进行设计．使用Matlab 软件提供的伯德图分析工具对反馈网络传递函数进行分析，优化得到最佳参数．最后验证了该补偿网络可以使电源达到较好的静态与动态响应．关键词反激电源；小信号分析；反馈补偿；Matlab中图分类号TN86文献标志码AFeedback compensation network design of the flyback powersupply based on small-singal analysisSUN Ying ，CAO Chang-chun ，Y AN Xiao-na ，WANG Zhi-hua(Province-Ministry Joint Key Laboratory of Electromagnetic Field and Electrical Apparatus Reliability ,HebeiUniversity o f Technology ,Tianjin 300130,Ch ina )Abstract This paper designs 60W flyback powe r supply compensation networ k based on the network analysis theory ofsmall-signal transfer function.In or der to make the power supply system to achieve the best dynamic response,load re gu-lation and stability ,the network before compensation is analyzed and obtains each network transfer function.According to the three characteristics which the compensation system Bode diagram need to have,this paper designs the feedback compensation network.In this proc ess,the Bode tools in Matlab are used to get the best parameters.Finally,this com-pensation network allows the power supply to achieve good static and dynamic response.Key wordsflyback power supply ；small signal analysis ；feedback compensation ；matlab单端反激式开关电源凭借外围电路简单、宽电压输入、输入/输出电气隔离强度高等优点，在150W 以下的小功率开关电源中应用广泛[1]．在反激式开关电源使用过程中，有时会出现负载突变、输出电压突然升高或降低的情况，为了保持电源的输出电压稳定，防止出现振荡的情况，需要设计良好的反馈补偿网络，以满足电源系统的静态和动态指标的要求[2]．另外，反激电源控制回路的关键器件，如输出滤波器、TL431、光耦等都引入了额外的零点和极点，因此需要引入零极点对反馈环路进行补偿，完成系统的零极点配置，以得到期望的静态和动态响应特性[3-4]．为此，本文对补偿前的电源网络进行小信号传递函数分析，按照反馈补偿的特性要求，设计了60W 反激电源的反馈补偿回路，确定了反馈补偿参数，并用Matlab 软件进行频域仿真，优化设计参数，使电源达到设计和使用要求．1电流型反激电源环路设计常用的补偿方法电流型反激电源环路中常用的3种动态补偿的方法如图1~图3所示[5]．图1所示为单极点补偿，适用于电流型控制反激式电源和工作模式在不连续电流模式（DCM ）[6]的电源．此种补偿方式的小信号传递函数为=111(1)收稿日期：5基金项目：国家自然科学基金（53）；河北省自然科学基金（）；河北省自然科学基金基地专项（B 3）作者简介：孙英（），女（汉族），副教授，博士．2012-10-0110700E201020207008001970-2河北工业大学学报第42卷图2所示为极零点补偿，此种补偿方式的小信号传递函数为=1+2111(2)图3所示为双极点单零点补偿，适用于功率部分只有1个极点的补偿，例如，电流型控制和非连续方式的电压型控制可以采用这种补偿方式[7]．此种补偿方式的小信号传递函数为=1+2111+2+212(3)2补偿前网络的小信号分析反激电源的控制环路分为4个主要部分：电阻分压、输出滤波、PWM 电路和反馈补偿，其控制环路方框图如图4所示．1为输出滤波部分的传递函数，2为PWM电路部分的传递函数，为电阻分压部分的传递函数，3为反馈补偿部分的传递函数．反激电源的设计参数如下：输入交流电压为176~264V ，整流后的直流输入电压为228.9~375V ，输出为12V/5A ，初级电感量为722.7H ，初级匝数为51匝，次级匝数为5匝，匝比为10.2，次级滤波电容为1000F ×2=2000F ，电源的开关频率为60kHz ，电流采样电阻=0.5，电压采样电阻分别为13=38k和14=10k ．反激电源反馈网络如图5所示．在低输入电压和重输出负载的情况下，设计环路补偿时能留有一定的相位裕量和增益裕量，则电源在任何模式下都能正常工作．反激式开关电源的工作模式为DCM 模式，反馈补偿不存在右半面零点的问题，所以负载电流突变引起的瞬态响应更快，过冲不会太高．1）电阻分压部分的传递函数电阻分压把输出电压降低到TL431的参考电压水平，其传递函数按简单的电阻分压式可以得到：=1413+14=524(4)2）输出滤波部分的传递函数1[8]输出滤波部分简单框图如图6所示．其中，为滤波电容的等效串联电阻．在电流模式的控制系统中，调节输出电流以达到要求的输出电压，小信号分析得到：=13+14(5)OUT=OUT//1+(6)1=OUT OUT=1+++1=48000*1+15384.696+1(7)传递函数1给出的初始低频增益，这个增益在POLE=1+=0.0017Hz 处开始降低，并在Z RO==z 处变为图5反激电源反馈网络F 5F f f y 图1单极点补偿Fig.1Single-pole comp ensation图2极零点补偿Fig.2Th e pole-zero compensation图3双极点单零点补偿Fig.3Double pole-single zero compensation图4控制环路方框图Fig.4Block diagram of controlloop1111221211011141213增益相位0°90°频率增益相位0°90°频率增益相位0°90°频率121112111221122212212E 12244.8H ig .e edba ck n etwor k o l ba ck po wer3孙英，等：基于小信号分析的反激电源反馈补偿网络的设计第2期水平．利用Matlab软件画出1的伯德图如图7所示．3）PWM电路部分的传递函数2从误差放大器的输出到UC3842的COMP脚的传输关系是COMP CA TH O DE=10C OMP(8)COMP是1脚的输出阻抗，实验时测得为1.6k，是光耦的电流传输比．当误差信号传递到补偿脚以后，将其与电流检测信号比较，从而调节PWM 波的占空比，以稳定输出电压．电流检测比较器和开关部分的简单框图如图8所示．在闭环系统中，系统维持稳定，所以小信号分析可得：=S EC=COMP S E NC E=OUT(9)COMP OU T=S E NCE(10)综合上式可得PWM部分的传递函数为：2=OU T CAT H ODE=SE NCE*10*COMP=10.20.5* 2.72000*1600=44.064(11)传递函数2仅包含增益没有相移．所以，除补偿部分外，开环传递函数为：KH=12=440640*1+15374.696+1(12)其Bode 图如图9所示．3反馈补偿网络的设计反激式电压补偿回路的设计目标就是使系统达到较好的动态响应，负载调整率及更好的稳定性．补偿后的系统的伯德图应满足3个特性[9]：1）在带宽频率（增益0dB 处的频率）处，相位裕量至少有45°；2）较高的增益以保证好的线性和电源的负载调整率；3）在带宽频率处的增益斜率为20dB/dec ．在开关电源系统中，通常取带宽频率为开关频率的1/5[10]，所以取带宽频率=12kHz ．ZE RO处的零点（引起相位超前）和POLE处的极点（引起相位滞后）引起的相位滞后为=arctan 0P O L Earctan0Z ER O=arctan120000.00165arctan 120002448.511.53°(13)分析图9可以看出，在12kHz 处，KH 的频域曲线为水平，且相位滞后较小，为了使超出带宽频率的部分信号迅速衰减，可以直接采用单极点补偿．在带宽频率处补偿电路的传递函数的增益应该等于KH在该频率处增益的负数，KH在带宽频率处的增益为=6565=55B()图6输出滤波部分简单框图Fig.6Simp lified block diagram o f the output filter section图71的伯德图Fig.7The Bode diagram of1图8比较器与开关管简单框图Fig.8Simplified block diagram of the comparator and MOS图的伯德图F T Bfoutout20lo g4404020lo g 2448.0.00110.d 149ig.9he ode d ia gra m o4河北工业大学学报第42卷所以补偿电路在12kHz 处的增益为10.55dB ，则10.55=20log 1120002*38000*12，可得12≈103.5pF ．相位裕量为=180°90°11.53°=78.47°(15)补偿后系统总的开环传递函数为：=123=440640*1+15384.61.686*10596+1(16)系统传递函数伯德图如图10所示．从图10中可以看出，反馈补偿网络使系统在增益为0dB 时，频率约为12.4kHz ，此时的相位值约为101°，故在带宽频率处系统的相位裕量为=180°101°=79°，得出的结论与上述理论分析基本一致，满足稳定性和动态特性的要求．对补偿后的反激电源，调节负载，测试得到如图11所示输出波形．由波形可知，当负载突变时，电源输出不会发生振荡现象，说明电源的反馈补偿网络参数合理．4结束语反馈补偿环节是整个反激式开关电源设计的重点和难点，本文结合实例分析了各个环节的传递函数，结合Matlab 的伯德图分析工具得到合理的补偿参数．按照以上分析设计的反馈补偿网络，使所设计的反激电源动态响应良好，能够在负载突变的情况下保证电源输出的稳定性．参考文献：[1]李海龙．基于UC384*系列芯片的反激稳压电源的设计和分析[J ]．低压电器，2009（19）：42-44．[2]张占松，蔡宣三．开关电源的原理与设计[M ]．北京：电子工业出版社，2005：109-116．[3]王斌．基于DP A426R 的开关电源环路补偿设计[J ]．电源技术，2012，36（11）：108-110．[4]Vladimir A Katic ，Dus an Graovac ．A method for PWM rectifier lin e side filter optimization in tran s ient and steady states [J ]．IEEE Tran s action onPo wer Electronics ，2002，17（5）：1219-1224．[5]韩林华，吴迺陵，史小军，等．反激开关电源中基于PC817A 与TL431配合的环路动态补偿设计[J ]．电子工程师，2005（11）：29-32．[6]徐勇，金辛海．多路输出反激式开关电源的反馈环路设计[J ]．电源技术应用，2009，12（1）：23-27．[7]管晓磊，刘富利，迟爽，等．基于UC3844的反激式开关电源控制环路设计实例[J ]．通信电源技术，2010，27（5）：53-55．[8]Kazimierczuk M K ．Tran s fer fu n ction of current modulator in PWM converters with current-mode con trol [J ]．Circuits and Systems I ：FundamentalTheory an d Applications ．IEEE Trans actions on ，2000，47（9）：1407-1412．[9]闫福军．宽电压输入反激式开关电源的研究[D ]．成都：成都电子科技大学，2010．[10]Erickson R W ，Dragan M ．Fu n d amentals of Power Electronics [M ]．Second Edition ．New York 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基于buck电路开关电源的小信号模型及环路设计
基于buck电路开关电源的小信号模型及环路设计作者：孙凯博来源：《数码设计》2018年第15期电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。
关键词：开关电源;小信号模型;电流模式控制;电压模式控制中图分类号：TN86 ; 文献标识码：A ; 文章编号：1672-9129（2018）15-0076-02Abstract： The small-signal mathematical model of buck circuit in continuous current mode is established. The loop design problem under voltage mode and current mode control is analyzed according to the stability principle.Keywords： switching power supply; small signal model; current mode control; voltage mode control1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型下图是一个具有典型意义的Buck电路图。
为了使得分析更为直观、简单，假设整个电路的理想开关为S与D，那么其对应的理想电感则为滤波电感（对应感受电阻为零）。
在此工作模式之下，整个电路处于连续工作状态。
那么R则为电容C串联的电阻，R为负载电阻。
性详细的变量如下图所示。
在整个环路的传递函数表达式一致的情况下，那么就可以进行对电压误差放大器的设计了。
已经具有了一个零点与两个谐振极点，所以，可以将PI调节器即为，。
在这一方程式中，主要是为了消除误差，取值一般为零极点的十分之一以下。
VMC主要存在以下兩方面的弊端：1）由于并不存在电压前馈机制，无法对输入电压的影响进行预测与判断，因而当电压发生变化的时候，其反应较慢，而且所需增益较高。
2）对于电路当中产生的二阶极点并没有对应的补偿，因而其动态响应也存在一定程度的缺失。
电源反馈设计速成篇之八建模篇(Peak Current Mode)
电源反馈设计速成篇之八: 建模篇(Peak Current Mode) 图1为Peak Current Mode 等效小信号模型. Vg为输入电压, Vo为输出电压, io 为输出电流, iL 为电感电流, d为占空比, Vc为反馈控制电压. Gvg为Vg到Vo的传递函数, Gvd为d 到Vo的传递函数, Gig, Gio, Gid分别为Vg, io, d到iL的传递函数, Zo为开环输出阻抗, Fm为等效调制比(Voltage Mode就是三角波幅度倒数, Current Mode是电压和电流的综合),Kf和Kr是考虑了Vg和Vo的扰动影响, 其值很小, 一般忽略没有大的影响. Hv是电压反馈环, Hi是电流采样系数, 负号表示负反馈. 如果是采样电阻的CIC(Current Injection Control)法, Hi就是采样电阻,如果是电感电压的SCM(Standard Current Mode)法, Hi要根据具体电路求得. Current Mode的精髓是要知道电感的di/dt.Gvg, Gvd, Zo, Gig, Gid, Gio这些传递函数都可以由Voltage Mode得到. 不再赘述.图1. Peak Current Mode等效小信号模型He 是等效采样保持传递函数1)(−⋅=⋅sT s se e T s s HTs 为开关周期.如下表:: Ri 为电流取样电阻, 即Hi.可以证明, 不论Ri 去多大, 电流内环都一样, 因为Fm 可以和Ri 对消．一般Ri 由功耗等决定．定义s e n s n c m T S S T S m F )(11+==, ne cS S m +=1Ts 为开关周期, Se 为外加斜坡补偿三角波幅值, Sn 为电感电流采样等效三角波幅值. mc 为衡量斜坡补偿效果系数, mc=1即Se=0, 为纯电流控制，mc>>1既外加斜坡补偿>>电感电流采样等效三角波幅值, 退化为Voltage Mode.一般mc=1.5-2.Hv 为设计参数，一般用Type2补偿，零点决定响应快慢，极点补偿ESR 零点，ＲＨＰ零点，或1/2开关频率，三者取其低的值.以上为CCM Mode, 如果为DCM mode, 则开环参数为DCM mode 下的各个参数, 如下表:图1为整个系统的信号流图, 在推导小信号公式时有很多变量为零, 可大大简化. 以控制到输出传递函数为例, 图2为buck 电路, 图3为buck 小信号模型和控制到输出信号流图.V in图2. Buckd*Vap/Dvc图3. Buck 小信号模型和控制到输出信号流图可以求得电流内环开环回路增益Ti 为)()(s G s H H F T id e i m i ⋅⋅⋅=,电阻取样Hi=Ri, 否则要另行计算, 和具体电路有关. 当电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc 为)(1)(s G F K T s G F G vd m r i vd m oc ⋅⋅−+⋅=电压回路增益Tv 为)()(s G s H F T vd v m v ⋅⋅=, Hv(s)为要设计的反馈部分.电压外环回路增益T2为ivT T T +=12, 根据T2来看相位和幅值裕量. 电流环闭合后输出阻抗Zoicl 为gi vd m e i vd o oicl V T s G F s H H s G s Z Z ⋅+⋅⋅⋅⋅+=)1()()()()(, Zo(s)为开环输出阻抗.电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl 为ivd m r vd m v oiclovcl T s G F K s G F s H Z Z +⋅⋅−⋅⋅+=1)()()(1 例子 Buck 电路:Vg 11:=L 37.5106−⋅:= Rc 0.02:= C 400106−⋅:= Fs 50103⋅:= Vo 5:= R 1:=Ri 0.33:=Sn Vg Vo −L Hi ⋅:= Sn 5.28104×=Fm mc ()1mc Sn ⋅Ts ⋅:=mc 设为变量, 对Hv 零点和极点的选取:选择 wzc 使Settling time 为 0.5ms,wzc 10.5103−⋅:=wzc 2103×=选择wpc 为 ESR 零点, RHP 零点, 1/2 开关频率, 三者的低频:w ZESR 1.25105×=ws 2π⋅Fs ⋅:= 0.5ws 1.571105×= 因没有RHP 零点, ESR 零点比1/2 开关频率低, 取wpc w ZESR :=wpc 1.25105×= Rx 103:=Ry 103:=Hv s wi ,()Ry Rx Ry +wis1swzc +1s wpc+⋅:=Kr Ts Ri⋅2L ⋅:=Kr 0.088=Kf D −Ts ⋅Ri⋅L1D 2−⎛⎜⎝⎞⎟⎠⋅:=Kf 0.062−=图4为电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, 参变量mc 为1,1.2,1.5,2,4. Mc=1.5 –2时系统相位和幅值变化平稳. 选取mc=1.5.变化wi 不会改变Hv 相位, 选取 wi 以满足相位和幅值裕量要求. 图5给出了T2和wi 关系. 选取 wi = 40000, 剪切频率fc=13253 Hz, 相位和幅值裕量 55 degree, 6 dB.图6为求得反馈部分电阻,电容值后电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图7为电流环闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图8为电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图9-11分别为mc=1时的PSPICE 仿真结果, 用来验证公式的正确.101001.1031.1041.1051.10660402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n图4. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc101001.1031.1041.1051.10660303060gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n101001.1031.1041.1051.10630025020015010050180−phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n图5. 电压外环回路增益T2 和wi 关系1101001.1031.1041.1051.1068060402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n1101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图6. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10640302010gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc ,()()f n1101001.1031.1041.1051.10680604020phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图7.电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10680604020gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi,()()gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi,()()f n1101001.1031.1041.1051.106200100100180−phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi ,()()phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi ,()()f n图8. 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1, 1.5)图9. Pspice 结果:电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1)图10. Pspice 结果: 电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1)图11. Pspice 结果: 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1)。
模电03(小信号模型分析法)
将非线性元件的特性用线性元件来表示，并假设这些线性元件的电压或电流为小信号量。
确定线性化工作点
选择一个合适的工作点，在该工作点附近对非线性元件的特性进行线性化处理。
小信号模型的线性化处理
泰勒级数展开
将非线性元件的特性函数展开成泰勒级数，并保留线 性项。
确定线性化参数
根据泰勒级数的展开结果，确定线性化参数，如晶体 管的放大系数、二极管的导纳等。
THANKS
验证线性化精度
根据实际需要，确定线性化的精度，并验证小信号模 型的准确性。
小信号模型的等效电路
根据线性化参数，构建等效电路
01
根据小信号模型的线性化参数，用线性元件构建等效电路。
分析等效电路的频率响应
02
对等效电路进行分析，计算其频率响应，以了解电路在不同频
率下的性能。
验证等效电路的准确性
03
通过实验或仿真验证等效电路的准确性，并根据需要对其进行
小信号模型分析法的未来研究方向
1 2
跨尺度建模与仿真
研究如何在不同尺度上建立小信号模型，实现从 微观到宏观的跨尺度模拟，以更好地理解电路性 能。
异构集成与混合信号建模
针对异构集成和混合信号电路，研究更为复杂的 小信号模型，以适应不同工艺和材料的应用。
3
动态特性和非线性效应
深入研究电路的动态特性和非线性效应，提高小 信号模型的动态性能和非线性描述能力。
修正。
03
小信号模型分析法的实现方 法
频域分析法
频域分析法是一种在频域中对电路进行分析的方法，通过将时域中的电路转换为频 域中的电路，可以更容易地分析电路的频率响应和稳定性。
频域分析法的优点是计算简便、直观，可以快速得到电路的频率响应和稳定性。
考虑构网型与跟网型逆变器交互的孤岛微电网小信号稳定性分析
考虑构网型与跟网型逆变器交互的孤岛微电网小信号稳定性分析一、本文概述随着可再生能源的快速发展和分布式发电技术的广泛应用，孤岛微电网已成为一个重要的研究方向。
孤岛微电网通常由多种分布式电源（如光伏、风电、储能等）和负荷组成，并通过电力电子设备（如逆变器）进行能量转换和控制。
在这些电力电子设备中，构网型逆变器和跟网型逆变器是两种常见的类型，它们在孤岛微电网中扮演着不同的角色。
构网型逆变器主要负责维持微电网的电压和频率稳定，而跟网型逆变器则主要跟踪大电网的电压和频率。
然而，在孤岛微电网中，构网型逆变器和跟网型逆变器之间的交互可能会对微电网的小信号稳定性产生影响。
小信号稳定性是指系统在受到小扰动后能否保持稳定运行的能力，对于孤岛微电网来说，小信号稳定性是非常重要的。
因此，本文旨在研究构网型逆变器和跟网型逆变器交互对孤岛微电网小信号稳定性的影响，为孤岛微电网的优化设计和稳定运行提供理论支持和实践指导。
本文首先将对构网型逆变器和跟网型逆变器的基本原理和控制策略进行介绍，然后建立孤岛微电网的小信号模型，分析构网型逆变器和跟网型逆变器交互对小信号稳定性的影响机理。
接着，本文将通过仿真实验验证理论分析的正确性，并探讨不同参数和控制策略对孤岛微电网小信号稳定性的影响。
本文将提出优化孤岛微电网小信号稳定性的策略和建议，为孤岛微电网的稳定运行和可再生能源的可持续发展提供有益参考。
二、构网型与跟网型逆变器的工作原理构网型逆变器和跟网型逆变器是微电网中的两种关键设备，它们在孤岛微电网小信号稳定性中扮演着不同的角色。
理解这两种逆变器的工作原理，对于分析孤岛微电网的小信号稳定性至关重要。
构网型逆变器，又称为电压源型逆变器（VSI），其主要功能是在微电网中创建一个电压源。
构网型逆变器通过控制其输出电压的幅值、频率和相位，来主动支撑微电网的电压。
在孤岛模式下，构网型逆变器需要保持电压和频率的稳定，防止微电网出现电压和频率的波动。
构网型逆变器通常采用下垂控制策略，通过检测输出电压和电流，调整逆变器的输出电压和频率，以维持微电网的稳定。
小信号模型
小信号模型小信号模型是指在电子电路分析中使用的一种简化模型，用于分析电路中的微小变化或者交流信号的响应。
通过小信号模型，我们可以更好地了解电路的稳定性、频率响应以及信号传输特性。
在电子技术领域，小信号模型起着至关重要的作用，为工程师们设计和优化电路提供了有效的工具和方法。
小信号模型的基本概念小信号模型通过将非线性电路元件在工作点处的导纳或者电阻转换成等效的线性模型来描述电路的动态特性。
在小信号模型中，电路中的电容、电阻和电感等元件被简化为等效的小信号模型参数，这样可以更方便地进行分析和计算。
通常情况下，小信号模型可以通过微分方程或者迪拜电路等方法来建立。
通过对电路中各个元件的微分导纳、微分阻抗以及微分电容等参数进行计算，可以得到小信号模型的等效电路。
这样一来，我们就可以分析电路在频率响应、幅频特性和传输特性上的变化。
小信号模型在电路分析中的应用小信号模型在电子电路设计和分析中有着广泛的应用。
在放大器设计中，通过建立放大器的小信号模型，可以快速地分析放大器的增益、带宽、稳定性以及噪声等特性。
此外，小信号模型还可以在滤波器设计、功率放大器设计以及交流耦合等领域发挥作用。
在通信系统设计中，小信号模型常常用于分析调制解调器、射频前端、混频器等模块的频率响应和信号传输特性。
利用小信号模型，工程师们可以更好地优化电路的性能，提高系统的整体性能和稳定性。
结语小信号模型作为一种电子电路分析的重要方法，为工程师们提供了便利和实用的工具。
通过建立准确的小信号模型，我们可以更深入地了解电路的特性和性能，从而优化设计、提高效率。
希望通过本文的介绍，读者对小信号模型有了更清晰的认识，并在实际工程应用中能够灵活运用这一方法。
微网中三相类功率下垂控制和并联系统小信号建模与分析
微网中三相类功率下垂控制和并联系统小信号建模与分析一、概述随着可再生能源的广泛应用和分布式发电技术的快速发展，微电网作为一种新型电力网络结构，逐渐显示出其在能源管理和利用方面的巨大潜力。
微电网不仅能够有效整合各种分布式能源，提高能源利用效率，还能在并网运行与孤岛运行之间灵活切换，保障供电的可靠性和安全性。
对微电网的控制策略和系统稳定性进行深入研究，具有重要的理论意义和实践价值。
三相类功率下垂控制是微电网中一种重要的控制策略，它模拟了传统电力系统中同步发电机的下垂特性，通过调节微电源的输出功率和输出电压，实现微电网内部功率的平衡和稳定。
与传统的控制方法相比，三相类功率下垂控制具有无需通信、即插即用、易于扩展等优点，因此在微电网中得到了广泛应用。
三相类功率下垂控制在应用过程中也面临着一些挑战。
由于微电网中的电源类型和参数存在差异，下垂控制策略需要针对具体情况进行设计和调整，以实现最佳的控制效果。
随着微电网规模的扩大和结构的复杂化，系统的稳定性问题日益突出，需要建立有效的分析方法和工具来评估和优化系统的性能。
本文将对微电网中的三相类功率下垂控制进行深入分析，并建立并联系统的小信号模型，以研究系统的稳定性和动态性能。
通过理论分析和仿真验证，本文旨在揭示下垂控制对微电网稳定性的影响机制，提出优化控制策略的方法和建议，为微电网的安全、高效运行提供理论支持和技术指导。
1. 微电网概念及发展趋势作为一种新型的分布式能源系统，近年来得到了广泛关注和研究。
它是指由分布式电源、储能装置、能量转换装置、负荷、监控和保护装置等汇集而成的小型发配电系统，是一个能够实现自我控制、保护和管理的自治系统，既可以与外部电网并网运行，也可以离网独立运行。
智能化是微电网发展的显著特点。
随着人工智能、大数据等技术的不断融入，微电网将采用先进的智能控制系统，实现更高效、更精准的能源管理，提升系统的运行效率和稳定性。
微电网的成本正在逐步降低。
ldo 小信号等效电路
ldo 小信号等效电路摘要：1.引言2.LDO 小信号等效电路的概述3.LDO 小信号等效电路的组成部分4.LDO 小信号等效电路的分析方法5.LDO 小信号等效电路的应用实例6.结论正文：1.引言在电子电路设计中，线性稳压器（LDO）被广泛应用于为各种电子设备提供稳定的电源。
为了更好地理解和分析LDO 的性能，我们需要研究其小信号等效电路。
通过研究LDO 小信号等效电路，我们可以更深入地了解其工作原理，从而在实际应用中更好地优化电路性能。
2.LDO 小信号等效电路的概述LDO 小信号等效电路是指在交流小信号分析时，将LDO 线性稳压器的非线性特性进行线性化处理，得到一个等效的线性电路。
这个等效电路可以用来分析LDO 的输入和输出阻抗、增益等线性参数，以及研究其稳定性和其他性能指标。
3.LDO 小信号等效电路的组成部分LDO 小信号等效电路主要由以下几个部分组成：(1) 输入电源：为LDO 提供输入电压。
(2) 开关：控制LDO 的输出电压。
(3) 输出电容：为LDO 提供输出电流。
(4) 反馈电阻：连接LDO 的输出端和输入端，用于实现电压反馈。
(5) 短路电流源：为LDO 提供短路电流。
4.LDO 小信号等效电路的分析方法在分析LDO 小信号等效电路时，通常采用以下步骤：(1) 根据电路拓扑结构，画出LDO 小信号等效电路的电路图。
(2) 通过电路分析方法，计算出各个元件的等效电路参数。
(3) 利用等效电路参数，进行交流小信号分析，得到LDO 的输入和输出阻抗、增益等线性参数。
5.LDO 小信号等效电路的应用实例LDO 小信号等效电路在实际应用中有很多实例，例如：(1) 在电源管理电路中，利用LDO 小信号等效电路分析和优化电路性能。
(2) 在模拟电路设计中，利用LDO 小信号等效电路进行交流稳定性分析和电路优化。
(3) 在数字电路设计中，利用LDO 小信号等效电路进行电源噪声分析和电源去耦设计。
buck小信号分析
开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。
关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制0 引言设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。
而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。
为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。
在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。
由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。
好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。
开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。
采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。
R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。
各状态变量的正方向定义如图1中所示。
图1 典型Buck电路S导通时，对电感列状态方程有L=U in－U o （1）S断开，D1续流导通时，状态方程变为L=－U o （2）占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s和（1－D）T s的时间（T s为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为L=D(U in－U o)＋(1－D)(－U o)=DU in－U o（3）稳态时，=0，则DU in=U o。
差分放大电路的小信号输入电压范围
差分放大电路的小信号输入电压范围
差分放大电路是一种常用的电子电路，用于放大小信号。
它可以将微弱的输入信号放大到可控制的范围内，以便进一步处理或驱动其他电路。
而小信号输入电压范围是指差分放大电路能够正常工作的输入电压范围。
差分放大电路一般由两个输入端和一个输出端组成。
两个输入端之间的电压差被放大，并输出到输出端。
差分放大电路的输入电压范围是指在这两个输入端之间的电压差的范围。
在设计差分放大电路时，需要考虑输入电压范围的合理选择。
如果选择的输入电压范围太小，可能导致输入信号无法被完整地放大，从而影响电路的性能。
相反，如果选择的输入电压范围太大，可能会导致电路过载或损坏。
因此，确定差分放大电路的小信号输入电压范围是非常重要的。
一般来说，输入电压范围应该保证输入信号能够被完整地放大，并且不超过差分放大电路的工作范围。
为了确保差分放大电路的正常工作，可以通过合理选择电路元件的参数来调整输入电压范围。
例如，可以选择合适的放大倍数和电源电压，以控制输入电压范围。
此外，还可以采用限幅电路或保护电路等手段，来限制输入电压范围。
差分放大电路的小信号输入电压范围是设计中需要考虑的一个重要
因素。
合理选择输入电压范围，可以确保差分放大电路的正常工作，并提高整个电路系统的性能。
pn结小信号等效电路
pn结小信号等效电路
pn结小信号等效电路是一种将高频信号分析为直流电路的方法。
pn结是半导体器件中最基本的元件之一，它由p型半导体和n型半导体组成。
当p型和n型半导体相接触时，形成pn结。
在正向偏置情况下，电子会从n型区域流向p型区域，同时空穴从p型区域流向n型区域，形成电流。
在小信号分析中，我们可以将pn结看作一个电容器。
当我们施加一个小的交流信号时，它可以通过pn结的电容器来传递。
因此，我们可以将pn结等效为一个电容，并在直流电路中分析其行为。
pn结小信号等效电路由三部分组成：电容、电阻和电源。
电容代表pn结的电容，电阻代表pn结内部的电阻以及外部对pn结的负载电阻，电源代表外部的交流信号源。
通过这个等效电路，我们可以计算出pn结的响应和放大倍数等参数。
在实际应用中，pn结小信号等效电路被广泛应用于半导体器件的设计和分析。
通过分析pn结的等效电路，我们可以优化器件的性能，并使其更符合特定应用的需求。
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电流采样与隔离（ALLEGRO传感器模式）
ACS7XX
小信号之硬件电路
电流传感器内部结构
小信号之硬件电路
电流采样模式对比
传统“分流器+光耦”模式 1、电路复杂 2、反应速度快 3、大电流容易烧坏分流器 4、电路调试复杂 5、噪音干扰大
VS
ALLEGRO传感器模式 1、电路简单 2、反应速度快 3、稳定性高、寿命长 4、噪音干扰小
小信号之反馈环路
Vin
Power stage
Vout
Duty Cycle d(t)
Error Amplifier
PWM
Vref
小信号之硬件电路
过欠压采样电路 分流器分压电压采样。如下图：
小信号之硬件电路
回差电路（迟滞比较器） u o R ui U+
R1
uo
+Uom
－+ +
R2
U+L
0
谢谢大家！
-Uom
U+H
ui
R1 Uom U+H= R1 + R 2 R1 Uom U + L= - + R1 R 2
U+H上门限电压
U+L下门限电压 U+H - U+L称为回差
小信号之硬件电路
回差电路应用实例
小信号之硬件电路
电压环路设计
小信号之硬件电路
电流采样与隔离（传统模式）
AO3400
小信号硬件电路
小信号之环路信号处理
（b）类环路补偿方式是目前最常用 的补偿方式，该补偿网络产生一个 S=0(DC)极点。通常负载及滤波电 容会产生一个低频ESR零点，所以补 偿网络需要产生一个极点，而且必 须位于系统带宽以内来维持系统稳 定。
（b）型误差放大器传递函数可以由 他们的极点和零点频率画出来，然后 通过R1、R2、C1、C2来定位，从而 获得稳定输出。
小信号之环路信号处理
正激变换器典型环路
小信号之环路信号处理
常用误差放大器
（a）:与频率无关的误差放大器，误差增益 为：G(S)=-R2/R1 特点：输出相位有180°旋转 （b）：反馈环路阻抗可以表示为： (R2+1/sC1)(1/sC2) Z(s)2= R2+1/sC1+1/sC2 G(s)=-Z(s)2/Z1
电源设计中的小信号分析
深圳市晶利德实业有限公司 市场总监：孔令涛 电话：18688731775 E-mail:konglingtao@
AC/DC电源基本拓扑
AC输入 PFC DC/DC DC输出
PFC控制
DC/DC 控制
电流环
电压环
开关电源主要拓扑电路小信号
PFC电路 输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、 输出过流保护电路、短路保护电路 DC/DC电路 输出电压环、输出电流环