电子管功放
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认真看完这个帖子,相信你就可以做成电子管功放了.
1,图纸可同时用于6P3P(6L6GC)家族和6550家族,这两种管子现在各厂都在生产。其中6P3P,6N8P库存较多,不容易被炒作涨价。
2,采用6P3P输出功率为20W,采用6550输出功率为60W。
3,额定功率失真小于0.4%,功率管已配对。
4,R2参考中心值15K,调节R2使帘栅极供电电压为285V。如有条件,帘栅极请采用稳压供电。
5,采用6P3P时,R1参考中心值75K,调节R1使6P3P屏流为32mA;采用6550时,R1参考中心值51K,调节R1使6550屏流为41mA。
直到今日,我评测一个胆机的最重要指标仍然是失真,尽管在很多主观流派中认为失真并不重要,甚至失真低=没韵味。然而多年的实际测试和听音经验告诉我,越是低失真的胆机,给我带来的主观听感越好,韵味更丰富。
如果你一个无视指标的爱好者,看到这里也可以结束了,本帖并不适合你。
下面开始介绍推挽胆机的一些设计理念和tips,我希望对于自己设计的爱好者能起到帮助作用。
在传统的推挽电路结构中,常见结构为以下几种:
1,电压放大+长尾倒相+功率级。优点是增益高,用管少,开环频响较好;缺点是长尾倒相级对称性一般,需仔细调试。
2,差分放大+(驱动)+功率级。优点是倒相对称性优秀,开环频宽较好;缺点是需要多一组负电源,不增加驱动级开环增益较低。
3,自平衡倒相+(驱动)功率级。优点是用管少,增益适中;缺点是倒相级对称性一般,频响较窄。
4,电压放大+屏阴分割+(驱动)+功率级。优点是用管少,倒相级无需调试;缺点是不加设驱动级增益低,频宽较窄。
由于架构1在用管,增益和稳定性方面都适中,比较适合初学者制作,本帖讨论将以一个电压放大+长尾倒相的推挽胆机架构作为分析对象。
A,输入级:架构1的输入级主要作用是提高电路的开环增益,为长尾倒相级提供合适的直流偏置。
由于长尾倒相级自身有一定增益,并不需要太大的输入电压,输入级可由多种方式组成:共阴,SRPP,叠串,u跟随
为了比较这些放大方式,我做了一次实验来测试比较它们的失真度,见表1
其中bp表示采用阴极旁路电容,ubp表示不采用阴极旁路电容。除注明外都采用了旁路电容。
为了公平起见,表1中的各输入级采用了相同的输出电压。基本涵盖了业余爱好者常见的输入级电路。
然而,这样的分析还是欠缺公平性,由于整体电路总是有大环路负反馈,输入级增益越高,反馈量越深,会等效降低它们产生的失真,为此,将表1按负反馈带来的收益等效计算,重新得到表2
表2仅分析三次谐波失真为例。(注:实际上由于种种原因,负反馈效果没有那么理想,会打一些折扣。)
根据表1和表2的分析,采用两管的SRPP,叠串,u跟随并没有显著优势,而却需要多浪费一只电子管。在电子管价格日益高涨的环境下,这只多余的电子管显然可以用于别处发挥更大的作用。因此我总是认为,SRPP及其类似设计用于架构1的输入级,是考虑并不完善的设计,多余的上部电子管除了增加耗电以外,没有获得任何明显的好处。
三种共阴电路都拥有较小的失真,然而五极管需要多余的帘栅极供电部分,并且会比双电子三极管增加配对的要求和增加一只多余的管座。另外,五极管拥有较高的输出阻抗,对整机
开环频响不利,反而抑制了负反馈深度的增加,实际使用上不会如表2那么好。
综合结果,采用三极管共阴是性价比较高的方式,它们的失真较小,并且相比接下来会探讨的倒相级和功率级,都是微不足道的。更重要的是,中u三极管6N8P(6SN7)拥有较低的输出阻抗,频宽较好,这给整体设计带来了很大的便利,并且在较低的屏压下也能很好的工作以配合长尾倒相级,因此成为了我设计电路的首选。
B:长尾倒相级
1,长尾倒相级的基本工作原理
长尾倒相级本质是差分放大器,主要特征是阴极采用电阻Rk替代差分常用的恒流源,这个电阻Rk被称为“长尾”。它的特征和差分放大器是十分近似的,具体可查阅差分放大器,下面仅做一些简单的讨论。
由于Cg直流状态下视作开路,Rg为V2栅极提供了直流偏置,其值等于输入信号直流偏置。交流状态,使Cg容抗远小于Rg,则Cg等效接地,V2管是典型的共栅放大组态,输入信号取自V1管阴极输出。共栅放大输出和输入同相,又V1阴极输出信号和输入Ui同相,故U2和Ui同相。V1是共阴放大,屏极输出信号和输入Ui反相,故U1和Ui反相,由此可得U1和U2反相,起到了倒相的作用。
2,长尾倒相的平衡问题
假设下管增益为A2,R1=R2,为了使长尾两臂平衡,U1/U2 = 1+R1/(Rk×A2),并可得R2/R1 = R2/(Rk×A2) +1
从上式可以看出,若要两臂平衡,则U2/U1应该趋近于1,要求R1/(Rk×A2)趋近于0,即要求分母尽可能大,分子尽可能小
于是可得出:下管增益A2越大,平衡度越好;Rk/R1越大,平衡度越好。
由于长尾倒相一般选择双三极管担当,两臂增益近似,因此当A2确定时,平衡度主要取决于Rk/R1。然而Rk不可能过大,过大的Rk会形成较大的直流压降,使电源利用率降低,输出动态范围压缩。
所以高u三极管往往比较适合用于长尾倒相级,它们的A2较大,拥有更好的平衡度。
另一方面,长尾倒相级也是功放的推动级。作为推动级,希望拥有较大的动态范围,较小的
失真,较低的输出阻抗。此时高u管往往不能满足要求,因其内阻较高,驱动功率管输入电容能力较弱。
所以中u低内阻三极管往往比较适合推动级。
长尾倒相级兼任推动级的时候,必须兼顾这两方面的矛盾,折中选择。
实际线路中,为了解决采用中u管的对称性问题,往往使得R2>R1,以保持两臂交流基本平衡。
以1楼图纸为例,下管A2=16.3倍,R1=33k,则
R2=R1×Rk×A2/(Rk×A2-R1)=33k×12k×16.3/(12k×16.3-33k)=39.6k,取R2=39k系列值
3,推动级的动态范围和问题
长尾倒相兼任推动级的动态范围可用做图法获得,采用普通共阴放大电路分析方法。需要留意的是要扣除长尾电阻Rk上的压降,以及考虑功率管栅极电阻也是交流负载的一部分。为了保证动态范围,一般推动级需要留有6db以上的裕量。
4,推动级的失真问题
由于长尾倒相级本质是差分放大,会抵消大部分偶次谐波失真,因此本级失真主要是由奇次谐波失真构成的。
为了降低奇次谐波失真,首先要选择奇次谐波失真较小的三极管,然后选择合理的静态工作点以获得较低的失真。
设计中,失真计算可以采用共阴电压放大级分析方法,利用做图法计算获得,相关介绍资料较多,本帖不再讨论。
关于三极管静态工作点选择定性分析:
1)对于选定的Q点,屏极电阻越高,奇次谐波失真越低
2)对于选定的屏极负载电阻,静态电流越大,失真度越低
3)较高的屏极电阻不容易提高静态电流,会缩减动态范围,增加大信号失真
4)过大的静态电流也会造成动态范围压缩,减短电子管寿命