(完整版)50W反激变换器的设计

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反激变换器资料课件

电压调整率
电压调整率是衡量反激变换器输出电压稳定性的重要指标。好的电压调整率意味着在输入电压变化或负载变化时，输出电压能够保持稳定。
负载调整率
负载调整率是衡量反激变换器输出电流稳定性的重要指标。好的负载调整率意味着在负载电流变化时，输出电压能够保持稳定。
电磁干扰与噪声分析
电磁干扰
反激变换器在开关过程中会产生电磁干扰，可能对周围电子设备和系统产生影响。因此，需要采取措施降低电磁干扰，如优化电路设计、使用屏蔽等。
反激变换器资料课件
contents
目录
• 反激变换器概述 • 反激变换器的工作状态 • 反激变换器的设计要点 • 反激变换器的性能分析 • 反激变换器的优化策略 • 反激变换器的实际案例分析
01
CATALO义
反激变换器是一种将输入直流电压转换为输出直流电压或直流电流的电源转换器。
二极管类型
选择适当的整流二极管，如肖特基二极管、硅整流二极管等，以满足电路的整流需求。
开关频率
根据电路需求和变压器设计，选择适当的开关频率，以提高变换器的效率。
输出滤波器的设计
1 2
电容类型
根据输出电压和电流的纹波要求，选择适当的输出电容类型，如陶瓷电容、电解电容等。
电感类型
选择适当的输出电感类型，如铁氧体电感、绕线电感等，以满足输出滤波需求。
详细描述
在断续导电模式下，反激变换器的开关管在每个周期的开始阶段短暂导通，然后关闭。当开关管关闭时，磁芯中的能量通过变压器传递到输出端。随着磁芯中的能量逐渐减少，输出电压逐渐下降。在下一个周期开始时，开关管再次导通，重新为磁芯提供磁化能量。
临界导电模式
总结词
临界导电模式是连续导电模式和断续导电模式之间的过渡状态。在此模式下，反激变换器的开关管在每个周期的某个时刻关闭，以限制磁芯中的能量。

反激式开关电源变压器设计步骤(重要)

反激式开关电源变压器设计反激式变压器是反激式开关电源的核心,它决定了反激式变换器一系列的重要参数,如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器,就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。

这样可以让其发热量尽量小，对器件的磨损也尽量小。

同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源性能会有很大的下降，如损耗会加大,最大输出功率会下降.设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。

第一步，选定原边感应电压V OR 。

这个值是有自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比.可能朋友们不理解什么是原边感应电压。

我们分析一个工作原理图。

当开关管开通的时候,原边相当于一个电感，电感两端加上电压,其电流值不会突变，而线性上升:I 升=Vs*Ton/L 。

这三项分别是原边输入电压，开关开通时间和原边电感量。

在开关管关断的时候,原边电感放电，电感电流会下降，此时有下降了的电流:I 降=V OR *T OFF /L 。

这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管管段时间和电感量。

经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以有：Vs ＊T ON /L=V OR ＊T OFF /L 。

即上升了的等于下降了的。

上式中用D 来代替T ON ，用(1-D ）来代替T OFF .移项可得:D=V OR /（V OR +Vs)。

这就是最大占空比了.比如说我设计的这个变压器，我选定电感电压V OR =20V ，则Vs 为24V ，D=20/（20+24）=0。

455。

第二步，确定原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数，平均电流，有效值电流,峰值电流，首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下。

这是一个梯形波横向表示时间，总想表示电流大小，这个波形有三个值，一个是平均值I 平均,二是有效值I ，三是峰值Ip 。

首先要确定平均值I 平均：I 平均=Po/(η＊Vs ）。

反激变换器的设计

= 1.31A
22
Vin ⋅ D max⋅η 36 × 0.494 × 0.86
Ipk 2 = 2.15A
I dc = I pk1 = Ipk 2 − ∆I = 2.15 −1.67 = 0.48A
Bdc
= µH
=
µ0 µr Np ⋅ I dc lg ×10−3
=
4π ×10−7 × 24 × 0.48 0.25 ×10−3
1 Iav2 = Isk1 + ∆I 2 = 0.83 + 1.42 = 2.25A
2 Isk 2 = Isk1 + ∆I 2 = 3.66A
所以选耐压为 100V，电流为 2A 的 EC21QS10 的整流管 2 只关联使用.
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适合以下一. 变压器
产品型号
磁材 PC40 pq2620
Ae=119mm2 AL=6170 nH/N2 Bs=4000GS
IM120EU-400D
设 f=65kHz T=15μS Dmax =0.45 △B=2000GS ton(max)=6.75Μs
Vin(min)=106V Po=48W
Io=4A η=90%
按完全能量传递方式：
(1)原边电流（峰峰值）IPK Ipk=（2Po）/(Vimin.Dmax) Ipk=(2*48)/(106*0.45)=2.0126A
原边平均电流: Ip=Po/(Vimin.η) Ip=48/(106*.90)=0.5032A
(2)初级电感量 Lp Lp=(Vimin*Dmax)/(Ipk*f)=(106*0.45)/(2.0126*65*0.0001)=629uH

反激变换器的原理与设计

反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。

它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。

下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。

1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。

此时二极管（D）关断。

在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。

电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。

漏感中储存的能量也开始传输。

此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。

2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。

无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。

（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。

合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。

（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。

电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。

（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。

滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。

（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。

总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。

设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。

这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。

反激式变换器原理设计与实用

反激式变换器原理设计与实用1、引言反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。

在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。

2、反激变换器工作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip²/2）。

由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。

当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。

由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。

（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。

由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。

开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。

因Il=Io，故当Io一定时，匝比N的大小即决定了Id的大小。

原边峰值电流Ip也可用下面公式表示：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。

推导过程如下：∵一个工作周期内T输出功率可表示为：Po=Lp* Ip²*n/2T。

反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤

反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输⼊电压围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G ⼯作频率：fH 最⼤输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。

2. ⼀次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝⽐n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出⼆极管D的正向压降，⼀般取0.5～1V 。

4. 最⼤占空⽐的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，⽤于粗略估计占空⽐是否合适，后⾯⽤更精确的算法计算。

⼀般控制器的占空⽐限制Dlim的典型值为70%。

----------------------------------------------------------------------------- 上⾯是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin 可以取希望的⼯作输⼊电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后⾯计算考虑实际情况对n进⾏调整，反复计算，可以得到⽐较合理的选择。

-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个⼆次绕组，可以⽤单⼀输出等效。

《反激变换器演示》课件

01
注意事项
02Βιβλιοθήκη 0304始终确保电源已关闭再进行操作。
使用合适的工具和仪器进行测量。
注意安全，避免触电和过热。
优化方法与技巧
调整变压器匝数比
改变匝数比可以改变输出电压。
调整开关频率
改变频率可以改变效率或体积。
优化方法与技巧
• 优化磁芯材料：选择合适的磁芯材料可以提高效率。
优化方法与技巧
技巧使用专业软件进行设计优化。
通过控制开关管的导通和关断时间，实现输出电压的调节。
电流转换过程
当开关管导通时，电流从输入端流经开关管和变压器初级线圈，产生磁场。
通过控制开关管的导通和关断时间，实现输出电流的调节。
当开关管关断时，磁场消失，变压器次级线圈产生感应电动势，输出电流。
03
反激变换器的电路设计
输入输出电压设计
详细描述
在LED驱动电路中，反激变换器的作用是将输入的直流电或交流电转换为适合LED的直流电流，以控制LED的亮度和颜色。由于LED对于电流和电压的要求较高，因此需要稳定的驱动电路来保证其正常工作，而反激变换器恰好能够满足这一需求。
工业控制应用案例
总结词
在工业控制领域，反激变换器主要用于实现信号的隔离和传输，保证控制系统的稳定性和安全性。
反激变换器的应用场景
01
02
03
开关电源
反激变换器在各种电子设备中作为开关电源使用，如计算机、打印机、显示器等。
适配器
反激变换器广泛应用于各种电子设备的电源适配器中，如手机充电器、平板电脑充电器等。
LED照明
反激变换器在LED照明领域应用广泛，用于驱动 LED灯具，提供稳定的照明电源。

完整word版,反激变换器

5.2 反激变换器反激变换器就是在Buck-Boost变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种DC-DC变换器，因此，反激变换器实际上就是带隔离的Buck-Boost变换器。

反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反，它是在开关关断期间向负载传输能量。

由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外，还相当于一个储能电感，因此，反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。

5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理单管反激变换器的主电路结构如图5.2.1所示，图中V i为输入电压、V O为输出电压、i O 为输出电流、VT为开关管，VD为续流二极管、C为输出滤波电容、R L为负载电阻。

L1、L2为高频变压器T的原、副边分别对应的电感，流过原、副边的电流分别为i N1、i N2，变压器变比n=N1/N2，变压器变比的倒数用“γ”表示，即γ= N2/N1（后面的分析会发现：对于反激变换器，其有关表达式中用“γ”表示更好）。

oV图5.2.1单端反激变换器的主电路图单管反激变换器的工作原理：在开关管VT导通期间，输入电压V i加在一次电感L1上，流过原边的电流i N1线性增加，高频变压器将电能转换成磁能储存在电感L1中。

因二次绕组同名端与一次绕组同名端相反，使得整流二极管VD因反偏而截止，二次侧无电流流过，负载仅由输出滤波电容C提供电能。

在开关管VT关断期间，流过原边的电流i N1变为零，其变压器二次侧感应电压使续流二极管VD正偏而导通，储存在变压器原边电感L1中的磁能通过互感耦合到L2，变压器释放能量，流过变压器副边的电流i N2线性减小。

可见，反激变换器的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。

显然，对于反激变换器，当晶体管导通时，高频开关变压器的初级电感线圈储存能量；而当晶体管关断时，初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载，即反激变换器在开关管导通期间储存能量，而在开关管关断期间才向负载传递能量。

50W反激变换器的设计

50W反激变换器的设计(CCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.45工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则主功率管开通时间为：Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 13.67设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip10.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η( 设定电源的效率η为0.8 ）Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T变压器的实际初次级匝数可以取Np = 27 T Ns = 2 T重新核算变压器的设计最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D )D = 0.447最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae )Bmax = 0.195 T初级电流Ip1 和Ip2：0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /ηIp2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A次级电流Is1和Is2Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8AIs_rms = 12.56A次级电压折射到初级的电压V or = n * ( V o + Vf ) = 81V初级功率管Mosfet 的选择Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 VIp_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A( 设定应力降额系数为0.8 ）可以选择Infineon 的IPP60R450E6次级整流管Diode 的选择Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 VIs_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ）可以选择IR 的30CTQ060PBF输出电容的选择设定输出电压的纹波为50mv输出电流的交流电流：Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D )Isac_rms = 9.36AResr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.3工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 12.53设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2Ip2=Io*T/Tr=25AIp1 = Ip2/n=1.99 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 1.4 T=2T变压器的实际初次级匝数可以取Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T开关电源一次滤波大电解电容开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间.滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。

简单易制的50W功放电路图

简单易制的50W功放电路图
最近自制了一款功放，用来驱动一对自制的书架箱。

这款功放总共只有17个零件，却收到了意想不到的效果，还音效果真实，频响平直，解析力高，功率达50W。

此功放可谓一装即成，特别适合初学者制作，现介绍如下：
电路如图(只画出一个声道)，全机电阻用1／2W，电位器VR可用50k～100k，C2、C4用瓷片电容，BG5、BG6采用大功率管2SC5200，变压器容量大于200W，次级22V×2／4A。

调试：本机一般来说无需调整，装机后测中点电压在50mV内可以认为正常，否则可调R2的阻值，如偏离过高，可加大R2，反之则减小。

马兰士PM功放前级电路
最近在维修一台早期的马兰士PM系列功放时，发现其前级放大电路既简洁又稳定，于是本人用极普通的元器件搭焊后试听，确实不愧为名机电路。

如图所示，本前级电路只要焊接无误，无需调试，开机即可出靓声。

如摩机，改变R18阻值，可改变末级放大管的工作电流。

适当减小R18，可使末级工作在甲类，声音会更靓，不过不要忘了给末级管加散热片。

C2、C8、C10为钽电容。

反激电路变压器设计总结

反激电路变压器设计输入电压：70~120V开关频率：80KHz T=12.5us输出功率：50W输出电压：1、+12V 34W2、+12V 2W3、+12V 10W （后加7812）4、-12V 2W （后加7912）5、+5V 2W （后加7805）1、根据输出功率选择磁芯从上表可以看出，可以选择的磁芯EE30、EE35、EE40，這里选择EE40。

EE40的参数为：Ae =1402mm 、Aw =1572mm 、le =77mm （我查表查得的参数不是這样的，這里就按SOS 变压器设计中的参数来计算）2、绕组匝数设计变比（副边比原边）K=12.7V*0.53/(70*0.47)=0.2045，设计电路工作在连续状态，那么根据输入输出电压关系：in o U U =)1(D KD -，那么K=in o DU U D )1(-=70*47.07.12*53.0，12.7是输出电压加上二极管压降。

原边绕组：1p N =NdBudt =108*0.9*6.25u/(0.15T*1402mm )=29匝 U=108V ，108为当时设计时选择的输入端电池的最大电压；0.9*6.25u 就是dt ，這是占空比为D=0.45时的on t 值；0.15T 表示在on t 段时间内磁通密度的变化量，反激电路为m B ；140mm 是Ae 值。

副边s1（+12V 34W ）：1s N =6匝，根据变比关系1s N =0.2*29=5.8——6匝副边s2（+12V 2W ）：2s N =6匝副边s3（+12V 10W ）：3s N =15.2*6/12.7=7.18——8匝。

這里15.2V 是7812的输入电压14V+1.2V 的二极管压降；6为副边S1的匝数；12.7V 为副边S1绕组上的电压（输出电压12V+二极管压降0.7V ），用到的公式为：2121N N u u =。

注意反激变压器原副边不满足电压比的关系，但是他们的电流满足匝比关系。

反激变换器设计

研究生专业课程考试答题册学号2011261695姓名李纪波考试课程高级电力电子线路设计考试日期2012-9-1要求：直流隔离电源变换器设计一、目的1．熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID闭环调压系统设计方法。

2．熟悉专用PWM控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。

3．探究POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。

4．探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。

二、内容设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC变换器，指标参数如下：⏹输入电压：24V~36V；⏹输出电压：12V，纹波<1%；⏹输出功率：50W⏹开关频率：20kHz⏹具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路。

⏹具有隔离功能。

⏹进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。

第一章绪论隔离式变换器是由标准的DC-DC变化器拓扑衍生而来的。

如广泛应用于小功率（典型值小于100W）场合的反激变换器拓扑。

其实是用多绕组电感代替才常用的单绕组电感的buck-boost电路。

类似地，广泛用于中大功率场合的正激变换器，是buck的衍生拓扑，其中用变压器代替常用电感（扼流圈）。

反激变换器电感其实既起电感也起变压器的作用，它不仅能像所有电感一样存储电磁能量，而且能像变压器一样提供电网隔离（安全需要）。

而在正激变换器中，能量存储功能通过扼流圈来实现，变压器提供必要的电网隔离。

注意到在正激和反激变换器中，变压器除了提供必要的电网隔离外，还起到另外一个非常重要的作用，即由变压器“匝比”决定的恒比降压转换功能。

匝比由输出（二次）绕组匝数除以输入（一次）绕组匝数得到。

于是问题就产生了，理论上，开关变换器可以任意地进行升压或降压变换，为什么我们觉得有必要基于变压器匝比进行降压转换？只要进行简单的计算原因就显而易见——不需要任何辅助设施，只需一个极小的不现实的占空比值，变换器就可以变成一个从极高压输入到极低压输出的降压器。

(完整版)反激式开关电源的设计方法

1 设计步骤:1.1 产品规格书制作1.2 设计线路图、零件选用.1.3 PCB Layout.1.4 变压器、电感等计算.1.5 设计验证.2 设计流程介绍:2.1 产品规格书制作依据客户的要求，制作产品规格书。

做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。

2.2 设计线路图、零件选用。

2.3 PCB Layout.外形尺寸、接口定义，散热方式等。

2.4 变压器、电感等计算.变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，2.4.1 决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式Gauss x NpxAeLpxIp B 100(max ) ➢ B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)➢ Lp = 一次侧电感值(uH)➢ Ip = 一次侧峰值电流(A)➢ Np = 一次侧(主线圈)圈数➢ Ae = 铁心截面积(cm 2)➢B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK FerriteCore PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。

2.4.2 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。

2.4.3 决定变压器线径及线数:变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，散热条件，工作环境温度等选择。

当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。

反激变压器设计过程

反激变压器设计过程1、初始值设定1.1开关频率fkHz对于要接受EMI规格适用的产品,不要设定在150kHz预计余量的话120kHz左右以上.一般设定在65kHz左右.1.2输入电压范围设定主要对瞬时最低输入电压／连续最低输入电压／最大输入电压的3类进行设定.1.3最大输出电流设定对于过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流在规格书上有规定的情况下3种类,进行设定.另外,在这最大输出电流中需包括对于各自偏差的余量.Iomax1A连续最大输出电流I omax2A额定输出电流×余量 1.1～1.2.为设计的基准.但是,在有峰值最大电流的情况下,只将峰值最大电流作为设计基准使用.连接最大电流只用于算出绕线的电流容量.峰值最大输出电流I opeak A峰值最大电流×余量1.1～1.2.为设计的基准.1.4最大二次绕组输出端电压设定用以下公式算出：最大二次绕线端输出电压：VN2maxV＝接插件端输出电压＋线间损失0.1～0.5V＋整流元器件Vf0.4～0.6V※在有输出电压可变的情况下,根据客户要求规格书的内容不同,适用的范围而各不相同.客先要求规格书内容只保证输出电压※只在装置试验时电压可变的情况下.磁芯用最大输出电压来设计.绕线是用额定输出电压来设计.保证所有的性能※在实际使用条件下通常的电压可变的情况下.磁芯、绕线都用最大输出电压来设计.1.5一次电流倾斜率设定输入电压,瞬时最低动作电压、输出电流,在过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流的任意一个最大输出电流的条件下,设定图1－１的一次电流波形的斜率.K的设定公式如下.作为目标,设定到0.5～0.6,兼顾到之后的其他特性,作最适当的变更.1.6最大占空比设定1.7最大磁通密度设定Bmax图1-2中表示了TDK 制的磁珠磁芯PC44的B-H 曲线图.磁芯的磁通密度BT,如图1-2所示,与磁场强度HA/m 成比例,增加.另外,当B 达到一定的值时,在那基础上,即使增加H,B 也不会增加.在此磁束饱和状态下,不仅仅达不到作为变压器的机能,还有开关FET 破损的危险性,因此磁芯绝对必须在此饱和磁通密度以下来使用.另外,从产品目录上引用数据时,需要在符合使用条件的温度下选择饱和磁通密度,因此请注意.※磁芯的饱和磁通密度是根据温度而变动.在TDK 制PC44的120℃下的饱和磁通密度,将降低到25℃时的值的68.6％.因此,如果在25℃的条件下设计的话,有可能发生使用时的故障.1.8绕线电流密度设定设计的要点：单一输入的情况下设定为0.45、普遍输入的情况下设定为0.65左右.・最大占空比的设定,对开关元器件、整流元器件施加耐压方面会造成影响,绕线电流密度对绕线的温度上升有一定影响,因此一定要考虑冷却条件、使用温度范围、变压器构造等,再进行适当的设定.2、变压器特性设计2.1计算一次绕组的电流峰值变压器总输出功率P 2W 是瞬时最大值.在输出电流规格书中有设定峰值条件的情况下,用I opeak ×V N2max .另外,多输出的情况下,将各电路的输出功率的总和作为变压器总输出功率.变压器效率一般为0.95.2.2计算一次/二次绕组的匝数比匝数比根据输出入电压和最大占空比来决定.2.3计算一次绕组的电感量3、变压器构造设计3.1计算一次绕组的电流有效值计算一次绕线电流有效值I N1TYPRMS .不用考虑瞬时最低动作输入电压、过电流、峰值最大电流.首先求出占空比α.接着用以上所求出的占空比α,求出一次绕线电流有效值.作为标准,从１．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm 2和一次绕线电流有效值I N1typrms A 中,计算出一次绕线截面积S N1mm 2.3.2计算二次绕组的电流有效值设计要点：・变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决※省略以下的详细计算,可以将直流输入电流的1．6倍作※可以省略以下的详细计算,将直流输出电流的1．4倍作在实使用条件的通常驻机构状态下,用在１．３．１项中算出的占空比α、一次绕线电流有效值IN1typrmsA,算出连续流出的最大的二次绕线电流有效值.替换为与各自的二次绕线和一次卷的绕线比,进行计算,另※多输出变压器的情况下,将N12中加上对于全功力的其电路输出功力的比率.外在所求得的IN2typrmsA 作为标准,从在1．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm2与二次绕线电流有效值IN2typrms 中,计算出二次绕线断面积Smm2.N2设计要点：・变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决定的.绕线电。

反激式变换器的设计南航硕士论文A

反激式变换器的设计南航硕士论文A首先，需要确定设计反激式变换器的输入和输出参数。

根据论文A的要求，输入电压范围为12V至24V，输出电压为5V，输出电流为2A。

根据这些参数，可以确定反激式变换器的功率为10W。

接下来，需要选择合适的开关器件和控制器件。

开关器件一般选用MOSFET，根据论文A的规定，MOSFET的额定电流应大于输出电流2A，可以选择额定电流为3A的MOSFET。

控制器件可以选择常见的反激式开关电源控制芯片，如TL494然后，需要进行反激式变换器的电路拓扑设计。

反激式变换器一般由输入滤波电路、开关电路、变压器、输出整流滤波电路和反馈控制电路组成。

在论文A中，可以选择单端反激式变换器电路拓扑。

具体电路拓扑的设计可以参考相关文献或教材。

在反激式变换器的设计过程中，需要注意以下几个关键点。

首先是输入滤波电路的设计。

输入滤波电路的作用是消除输入电源的电磁干扰，保证输出电压的稳定性。

可以选择电感和电容组成的低通滤波器，根据输入电压和电流的特点，选择合适的滤波元件。

第二是开关电路的设计。

开关电路由MOSFET和辅助电路组成，控制MOSFET的通断，实现功率转换。

可以根据MOSFET的数据手册确定合适的驱动电路和辅助电路，保证开关电路的稳定运行。

第三是变压器的设计。

变压器的设计包括主要参数的确定和绕线方式的选择。

根据输入输出电压和电流的关系，可以确定变压器的变比。

同时，需要考虑变压器的能量传输效率和安全性。

第四是输出整流滤波电路的设计。

输出整流滤波电路的作用是将变压器输出的脉冲信号转换为平稳的直流电压。

可以选择二极管或整流桥等元件，同时根据设计要求选取合适的滤波电容，以降低输出电压的纹波。

最后是反馈控制电路的设计。

反馈控制电路的作用是监测输出电压，并通过控制器件调整开关电路的工作频率和占空比，以实现输出电压的稳定。

可以选择反馈放大器和PID控制器等元件，根据设计要求进行参数调整。

在设计完成后，需要进行电路的仿真和验证。

自制分立元件50W高保真功率放大器电路图

自制分立元件50W高保真功率放大器电路图电子爱好者在自制30瓦以上的音频功率放大器时总是设法采用集成功放电路，这样的确会使制作工艺简化，但却使得制作者不易领会电路原理，因而分立元件的功率放大器仍有存在的必要。

本文介绍的50W放大器的原理图如图1所示。

电路中只有六只三极管，由单电源供电。

当THD（总谐波失真）为1%、电源不稳压时连续输出功率为50W：当THD为5%，电源稳压时动态输出功率为60W，当THD为1%、电源稳压时动态输出功率为60W。

在额定连续功率范围内，输入端无论短路或开路，交流声及噪声均小于ｄＢ,此时灵敏度为100mV，输入阻抗为欧。

放大电路的功放级由互补对管射极限随器构成，大环路的负反馈使驱动互补对管的信号保持在线性范围。

该电路在结构上确保了两只功放管不同时导通，防止了对电源的短路。

理想的晶体管应能迅速导通或截止，但是实际上三极管开关速度有限，大功率管尤其是这样。

当输入互补对管的变化信号迅速翻转时，有可能使两只管子同时导通，造成过大的电流，为此，在选择互补功放对管时，应采纳开关速率与传输特性折衷的方案，并在其输入端加入高频去耦电容。

末前级三极管Q4工作于甲类状态，其静态集电极电流等于电源电压减去Q5、Q6基极公共端电位除以电阻（R13+R14）。

为使该甲类放大器工作于最佳状态，应保持R14中的电流恒定，因此加入了自举电容C7。

由于晶体管的存储效应，在高音频范围内，作为乙类放大器的Q5、Q6互补对管不再处于纯乙类状态。

从R15、R16的公共点引入的直流负反馈为输入级建立了偏置电压，它使Q5流过很小的电流。

Q5、Q6的输出电压同时也为激励级建立了偏置。

对Q3加入了交、直流负反馈，反馈深度决定于R9、R10的比值及Q3的Vbeo当然R9、R10的比值也影响了Q5、Q6公共输出端的静态电位。

交流负反馈使放大器具有较高的频率上限，带宽的稳定性决定于Q1，Q1通过从引入的负反馈而稳定工作点。

Q1的输入电路为常见的直流耦合电路，调节R4、R5及R6可使Q1、Q2工作于最佳状态。

介绍反激变换器的设计步骤

介绍反激变换器的设计步骤反激变换器是一种常用的开关电源电路，常见于电子设备中，用于将输入交流电转换为所需的直流电。

下面将介绍反激变换器的设计步骤。

设计反激变换器的步骤如下：1.确定需求和要求：首先需要明确设计的目标，包括输入电压范围、输出电压、输出电流、效率要求等。

根据这些需求，选择相应的元件和电路拓扑。

2.选择变压器：根据输入输出电压的要求和功率计算，选择合适的变压器。

变压器的参数包括输入侧和输出侧的匝数，磁链峰值，相互感应强度等。

选择合适的变压器可以提高系统的效率和性能。

3.选择开关管和二极管：开关管是反激变换器的核心元件，主要承担开关功能，输出控制电流。

选择合适的开关管需要考虑其导通和关断性能，以及压降和功率损耗。

二极管用于接通开关管后的电流，选择合适的二极管可以减少反向回馈电流和损耗。

4.选择辅助元件：辅助元件包括电感、电容和滤波电路等。

电感用于储存和释放能量，电容用于平滑和滤波输出电压。

根据系统的设计要求和计算结果，选择合适的电感和电容，以满足输出电压和电流的稳定性和纹波的要求。

5.选择控制芯片和反馈电路：控制芯片用于监测输入输出电压和电流，并调整开关管的导通和关断时间，以维持输出电压稳定。

选择合适的控制芯片需要考虑其功能、性能和成本等因素。

反馈电路用于将输出电压与参考电压进行比较，并通过控制芯片进行调整。

设计反馈电路需要根据输出电压范围和精度要求选择合适的元件和电路拓扑。

6.进行仿真和优化：使用电路仿真软件对设计的反激变换器进行仿真和优化。

通过仿真可以评估系统的性能和性能，例如效率、纹波电流、纹波电压等，从而进行调整和优化。

7.确定PCB布局和散热设计：根据设计和仿真结果，进行PCB布局和散热设计。

合理的PCB布局可以提高系统的抗干扰性能和稳定性，减少横纹电流和噪声。

散热设计可以提供合适的散热方式和散热面积，以保证系统的稳定性和寿命。

8.原型制造和调试：根据设计和布局结果，制造反激变换器的原型，并进行调试和测试。