基于UC2844的单端反激电源原理及波形
一款基于UC2844的单端反激式高频稳压开关电源
一款基于UC2844的单端反激式高频稳压开关电源
摘要：本文设计了一种以UC2844电流型PWM控制器控制，多路输出的单端反激式开关电源。
根据UC2844的电流控制模式给出以单端反激式拓扑结构和峰值电流PWM技术为基础的设计方法，通过测试得到的信号波形说明了本方法设计出的开关电源可以减小纹波和提高电源效率，保证电压的稳定输出。
随着电力电子技术的高速发展，功率器件的不断更新，PWM技术的发展日趋完善，使开关电源在通讯、航空、航天、工业自动化及仪表仪器等领域得到了广泛的发展。
其中，以电流型PWM(脉宽调制)控制器为核心的高频开关电源由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于中小功率的场合，越来越受到市场的青睐。
本文设计了一种以单端反激式拓扑结构和峰值电流PWM技术设计的新式开关电源，它可以更加有效地减小纹波和提高电源效率，保证了稳定电压的输出。
反激式高频稳压开关电源的设计
电源电路主要由单端反激式变换电路和PWM控制电路两部分组成。
设计的目的是将交流电压经过整流滤波后的直流电压转换成两路24V和3.3V的输出，实现对负载的供电。
整体思路是：电流型PWM控制器UC2844通过对电流电压的检测，改变输出电流信号，调整变换器中的开关管导通与截止，从而改变变换器中的峰值电流，达到调节输出电压的目的，保证24V和3.3V的稳定输出。
在整个设计中，以UC2844为核心的反馈控制电路是关键，具有动态响应快、外围电路简单等优点，可以精准、快速地调节输出电。
基于UC2843设计的反激电源的软启动
基于UC2843的反激电源的软启动设计
1、UC2843芯片的内部结构原理框图
2、软启动电路设计
3、软启动实现原理
电源在刚开机上电，电路并未进入稳定的工作状态，而开关电源的输出电压的建立需要一段时间，整个电路相当于开环，使得芯片的6Pin在这段时间输出占空比很大PWM脉冲，导致开关管导通时间过长而烧毁或
者电压过高被击穿。
可以设置如上图所示的二极管D，电阻R和电容C组成的软启动电路。
电阻R的上端接UC2843的8脚VREF，二极管D的阳极接UC2843的1脚COMP。
这样，电源刚开机上电时由于电容C的电压为零，电流检测比较器内部的反向输入端电压也为零，那么UC2843的6脚输出低电平，随着UC2843的1脚的恒流源和8脚的5V基准电压通过电阻R给电容C充电，使得1脚的电压逐渐升高，而不是上电就直接满偏输出，这样就使电流检测比较器内部的反向输入端逐渐升高，这样3脚的电流检测电压与逐渐升高的电压同步比较，使得6脚输出的PWM脉冲的占空比不至于直接输出到很大，从而在电路的开启阶段占空比得到限制，使电路正常启动，这与我们这段时间将电流检测电阻由0.25R增大1.12R的原理大致相同，但是这种方法可以从根本上解决电路启动失效的情况。
电路参数的计算是这样的，电阻R的大小定为1K，大部分电路都这样，共识吧。
由于我们的电路启动时间没有限制，这里我们定位100个周期正常启动，也就是300K主频率的1/100就是3K，根据公式f=1
2πRC 可算出C=0.053uF，取0.047uF~0.1uF的标准值。
对于二极管没有具体的需求，耐压大于10V，反向恢复特性没有需求，普通的二极管1N4148即可。
------PowerWise 石大明2011.11.18。
基于UC2844的IGBT驱动电路设计
为使 ＩＧＢＴ可靠导通与关断，ＩＧＢＴ驱动电路需
要提供 ＋１５Ｖ的电压使其导通，－１０Ｖ的电压使其 关断。功率侧正、负电源的产生采用正激式变换器 实现，其 主 要 组 成 有：原 边 推 挽 电 路、变 压 器、ＰＷＭ 控制器、副边倍压整流电路等［５，７，１０］。 ２．１ 电源控制电路
驱动电源设计中，ＵＣ２８４４控制器为 ＰＷＭ发生 器。ＵＣ２８４４为一款高性能固定频率电流模式控制 器，可满足基本的 ＤＣ－ＤＣ变换控制，实现外围元件 最少的解决方案。该集成电路大多数半导体商均有 匹配产品，图 １为 ＵＣ２８４４控制器内部结构，有误差 放大器、ＰＷＭ比较器、ＰＷＭ锁存器、振荡器、内部基 准电压与欠压锁定单元、大电流图腾柱输出等，是驱 动 ＭＯＳＦＥＴ的理想器件［２，８－９］。
·４２·
工业仪表与自动化装置 ２０１９年第 １期
基于 ＵＣ２８４４的 ＩＧＢＴ驱动电路设计
王 博
（西安铁路职业技术学院，西安 ７１００１４） 摘要：为解决中小功率容量的 ＩＧＢＴ驱动问题，设计出以 ＵＣ２８４４为核心控制器的驱动电路，包 括驱动所需的隔离电源控制电路与功率电路、ＰＷＭ 信号处理等。对隔 离电源的控制 器应用方法、 功率电路的关键器件设计及信号处理电路给出了详细解决方案，并通过计算机仿真验证其可行性。 实验结果表明，设计方案满足中小型 ＩＧＢＴ驱动的一般需求。
关键词：绝缘栅双极型晶体管；驱动电路；隔离电源；ＵＣ２８４４ 中图分类号：ＴＮ３０６ 文献标识码：Ａ 文章编号：１０００－０６８２（２０１９）０１－００４２－０４
基于UC3844的单端反激开关电源设计
设计研究作者简介:杨永清(1969-),男,甘肃省武山县人,本科,工程硕士,高级工程师,主要从事移动电站的研究,设计工作。
基于UC3844的单端反激开关电源设计*杨永清(兰州电源车辆研究所,甘肃兰州 730050)摘 要:简要介绍UC3844的内部功能,分析了开关电源的工作要点。
关键词:UC3844;反激;开关电源;设计中图分类号:TM 133 文献标识码:A 文章编号:1003-4250(2009)04-0001-031前言现有的电源主要由线性稳压电源和开关稳压电源两大类组成。
线性稳压电源的优点是稳定性好、输出电压精度高、输出纹波电压小。
不足之处是要求采用工频变压器和滤波器,其体积和重量都很大,并且调整管的功耗较大,散热难,使电源的效率大大降低,一般情况均不会超过50%。
开关稳压电源是一种新颖的稳压电源,是靠改变调整管的导电时间和截止时间的相对长短来改变输出电压的大小。
导通时,开关管工作在饱和状态,管压降很小,调整管的功耗为管压降与流过电流的乘积,因此,此时的功耗很低;截止时,电流极小,故功耗极小。
因此它比连续导电式线性稳压电源效率高,其调整管的工作频率高,大大减轻了变压器的体积和重量,尤其是在电网电压波动较大的情况下,仍能维持较稳定的输出。
开关电源的不足之处是电路比较复杂,技术难度大,开关管处于开/关状态,使其存在输出纹波电压高、瞬变响应较差、有电磁干扰等缺点。
主要靠技术和工艺措施来克服上述缺点。
近年来随着电源技术的飞速发展,高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用,大有取代线性稳压电源之势。
单端反激式变换以其电路简单、可以高效提供直流输出等许多优点,特别适合设计小功率的开关电源。
2芯片内部原理简介UC3844是美国U nitrode 公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片。
虽然只有8个引脚,但芯片内部构成双环控制,使电压调整率和负载调整率特性很好。
误差放大器构成电压闭环控制,电流测定比较器构成电流闭环控制。
反激式开关电源工作原理及波形分析
反激式开关电源工作原理及波
形分析(总1页)
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反激式开关电源工作时可以简化为下图所示电路：
Mos管控制原边（左侧）电流的通断。
Mos管导通时：
电感充电（实则为建立磁通），副边二极管截止，无电流。
Mos管断开时：
由于电流不同突变（实际上是磁通不能突变），于是在副边形成感应电流，二极管导通。
原边反射电压：
副边有电流流通时，会在原边感应出一个电压（下+上-），叠加在输入电压上。
原边的尖峰电压：
由于漏电感的存在，该部分的磁通没有通过磁芯耦合到副边，因此mos管断开时，会产生很大的电压来维持电流，从而达到维持磁通的目的。
振荡波形：
Mos管关断时尾部有振荡，是由于开关电流工作在断续模式时，能量释放完全后，原边、副边无电流。
此时原边的电路可以等效为电源+电感+电容（Mos 管输入电容），发生谐振。
实测波形如下：
（黄色为mos驱动，绿色为mos管的VDS，粉色是原边线圈的电流）。
基于UC2844的
C → 9.55556 × 10-10
解得C = 0.95556 nF，故C10 取1nF，则实际振荡频率为：
C10 = 9.5556 × 10-10 ; 1.72 f1 = R10 × C10 119 999.
圆周率
2 *) 2 *)
2
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二、变压器参数设计
1、原边参数计算
原边电感（H）
LP = (Uinmin × Dmax )2 × η 2 × fs × Po
0.00195035
原边电流峰值（A）
Ipk = Uinmin × Dmax LP × fs
0.85inmin × Dmax Bw × Ae × fs
由表可得绕组总高度为4.14mm，小于4.4mm的窗口高度，故满足条件。
我的模板.nb
5
三、主要元件参数设计
1、振荡阻容设计
由于反激式开关电源的振荡频率f为120kHz，根据芯片手册可知： 1.72 f= R10 × C10 ;
参考上图选取R10 为15k，则：
R10 = 15 000; 1.72 Solve ⩵ f, C 解方程 R10 × C 常量
6
我的模板.nb
钳位电阻：
Rsn = Vsn 2
1 2 Vsn Vsn -n×Uo
× Llk1 × Ipk 2 ×
fs
钳位电阻的损耗：
P= Vsn 2 Rsn
1.80963
钳位电容：
Csn = Vsn △Vsn × Rsn × fs
1.82748 × 10-9
一种采用UC2844的反激式开关电源设计
农技服务 2018,35(8) :108〜109产业技术2反激式开关电源设计反激式开关电源结构简单，相比于正激式开关电源少了一个大的储能电感，以及续流二极管，所以 反激式开关电源的体积相对较小，成本也相对较低。
同时，反激式开关电源的输出电压范围受占空比的 影响比正激式开关电源要大，使得反激式开关电源 要求调控占空比的误差信号幅度较低，误差信号放 大器的増益和动态范围也比较小。
电路框图如图2 所示。
A图1反激式开关电源的原理•iwwC I S133伴随着电力电子技术的飞速发展，功率器件的 不断更新，脉宽调制技术（Pulse Width Modulation , PWM )的发展日趋完善以电流型PW M 控制 器为核心的高频反激式开关电源由于具有体积小、 重S 轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强 的自动均衡各路输出负载的能力等优点，得到 了广泛的发展，可以更加有效地减小纹波和提高电 源效率，保证了稳定电压的输出。
1开关电源原理简介整个开关电源分为：输人滤波电路、输出整流滤 波电路、整流滤波电路、高频变换器、控制电路、辅助 电路、反馈电路7个部分（图1)。
整个开关电源的 工作流程：输入电压通过E M I 滤波电路进人开关电 源然后再次进一步整流滤波;然后启动控制芯片输 出一个PW M 波对开关器件进行控制；再通过高频 变换器进行电压转换，之后由反馈电路与辅助电路 将反馈信号反馈至控制电路，通过控制电路对开关 器件控制，最后让开关电源能够可靠稳定地输出所 需电压。
3s X 〇Y本c i I 63100u|" "[~22uR I OCllUC2844C 18.OluVpww图 2 反激式开关电路筐[收稿日期]2018~06-28[基金项目]天津市科技发展战略研究计划项目（17ZLZXZF00960);天津市普通髙等学校本科教学质虽与教学改革研究计划项目(171006107C);大学生创新训练计划项目（201710061022,201710061257)[作者简介]孙强（1983 —)，讲师，博士，从事电力电子与电气传动研究。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
uc2844中文资料
开关电源uc2844带有双列直插8引脚封装；电流脉冲宽度调制器的输入电压范围为5-30v，最大功耗= 1W，振荡器频率≥500KHz，参考电压= 5V，电压调节率= 6MV，电流调节率= 6mA，最大输出电流= 1000mA，最大占空比周期= 95％。
它包含振荡器，高增益误差放大器，锁存器，推挽输出电路等。
具有过压，过流检测保护功能。
UC2844引脚功能开关电源uc2844中文信息的详细信息（uc2844引脚功能_工作原理_应用电路）开关电源uc2844中文信息的详细信息（uc2844引脚功能_工作原理_应用电路）uc2844如何工作电源电路采用电流PWM控制模式，使反激电路形成稳定的双环反馈控制系统（输出直流电压隔离采样反馈外环和初级线圈励磁峰值电流采样反馈内环）控制系统通过开关电源的PWM调制器调整脉冲占空比，从而在每个周期中调整前一个周期的脉冲占空比。
可以有效地调整初级线圈的输出电压和励磁峰值电流，以稳定输出电压。
该反馈控制电路的主要特点是：当输入电压和负载电流变化较大时，动态响应速度更快，自动限制负载电流，补偿电路简单。
反激电路适用于低功率开关电源。
单端反激式开关电源的特征在于开关管的周期性导通和截止。
当开关接通时，功率存储在变压器的初级线圈的一侧，并且与次级线圈连接的超快恢复二极管处于反向偏置状态，因此该二极管被切断，并且没有流过变压器次级线圈的电流，即没有能量传递到负载。
当开关断开时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，从而使二极管导通并为输出电容器充电。
同时，有电流流过负载。
UC2844应用电路下图显示了为变频器设计的典型反激式开关电源电路，主要包括交流输入整流器电路，反激式开关功率级电路（由PWM控制器，MOS晶体管，变压器和整流器二极管组成），RCD缓冲电路和反馈网络。
PWM控制芯片为uc2844。
UC2844是电流模式控制器。
它具有一个微调振荡器（可以精确控制占空比），一个用于温度补偿的参考基准，一个高增益误差放大器和一个电流采样比较器。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
基于UC3842的单端反激式开关电源设计
４、短路 过流 保护
脚６ 无输出 ， 截止 ， Ｑ１ 从而保护了 电路 。
当负载变化或其它 因素引起输 出电压ＶＯ 变高 ， 通过Ｒ６ 和Ｒ１ 、 ５、结语 ３ Ｖ 组成的 电压取样 电路和Ｃ ）速 电容 ， Ｉ １ Ｒ２ ９￣ ／ Ｔ Ａ３控制端 １ 电压 会高于 在开关电源的设计中， 由ＵＣ ８２ ３４ 组成的反激式开关电源是整个 它基准 电压２ ５ 这时通过Ｔ ４ １ ．Ｖ， Ｌ ３ 的电流增加 ， 加在光耦发光二极管 变换器 的关键部分 ， 核心部分为Ｐ ｗＭ控制单元。 交流２ｏ ＠ 为开 关 ２ｖ 的 电压也增大 ， 光耦 发光增 强， 光耦Ｃ Ｅ ｗ 极间 电阻变小 ， ３ ４ 的 ＵＣ ８ ２ 电源的输入 ， 得到Ｐ ＷＭ控 制单元的直 流工作 电压 ， 另外结合其工作 ２ 电压升高 ， 脚 促使片 内对Ｐ ＷＭ比较器进行调 节， 减少 占空 比， 通过 特 Ｉ 设计了过流保护 电路， 生， 保证了 电源变换器的正常工作 。 在现代 Ｑ１Ｄ Ｓ 电流变小 ， —极 变压 器储 能减少 ， 输出 电压 降低。 反之 ， Ｏ变 Ｖ 电力 电子应用中越来越广泛 ， 在开关电源中有着 良好的应用前景 。 低， 通过Ｒ 和Ｒ１ 、 Ｒ２ ６ ３Ｖ 组成的电压取样 电路和Ｃ ｝ 速 电容 ， Ｌ ３ ９Ｈ ／ Ｔ ４１ 参考文献 控制端 ｌ 电压会高于它基准 电压２ ５ 这时通过Ｔ ４ １ ．Ｖ， Ｌ ３ 的电流减弱， １ 惠恩宣． 采用 Ｕ ３ ４ Ｃ ８ ２构成 的开关电源． 电子 与 自动化，０ ０４ ２０ ，． 加在光耦 发光二极管 的电压也变小 ， 光耦发光减弱 ， 耦Ｃ Ｅ 光 — 极间 ［ ］ ２胡君 臣． Ｕ ３ ４ 用 Ｃ ８ ２芯片设计开关 电源． 仪表技术， ０ ，． ２ ５６ ０ 电阻变大 ， ３ ４ 脚 电压 降低 ， ＵＣ ８ ２２ 促使片 内对Ｐ ＷＭ￣较器 进行调 ［］ Ｌ ３ 陈小敏， 声华， 黄 万山明等． 基于 ＵＣ ８ ３的反激式开 关电源反馈 ３４ 节， 增大 占空 比， 通过Ｑｌ － 极 电流变大 ， Ｄ Ｓ 变压器储 能增 加 ， 出 ［ ］ 输 电路 的设 计 ． 信 电源 技 术，０ ６ ． 通 ２０， ７ 电压 升 高 。
基于UC28C45 的反激式辅助电源电路设计
Science and Technology &Innovation ┃科技与创新·155·2018年第04期文章编号：2095－6835（2018）04－0155－02基于UC28C45的反激式辅助电源电路设计＊黄建明，薛慧杰（北京建筑大学电气与信息工程学院，北京100044）摘要：以高性能固定频率电流型控制器UC28C45及金属氧化物半导体场效应管FQA9N90C 为主要控制部分，设计了一种交流输入380V 、输出为一路直流电压24V 和两路直流电压11V 的反激式辅助电源电路。
对反激电路原理进行了分析，设计了高频变压器，最后通过实验测试得到了期望的直流输出电压，满足了电路设计要求。
关键词：变流器；辅助电源；反激式；微电网中图分类号：TD605文献标识码：ADOI ：10.15913/ki.kjycx.2018.04.155各国政府面对能源耗尽、环境污染的危机，投入巨额资金进行新能源的发展研究。
因此，微电网应运而生，变流器控制技术是交直流混合微电网研究中的一个重要方向，而微网互联变流器是交直流混合微网的接口，其运行方式要求辅助电源具有较高的稳定性。
因此，变流器辅助电源的设计具有非常重要的意义。
本文设计了一个基于UC28C45的反激式辅助电源电路，以满足互联变流器的运行需求。
1UC28C45简介电流型控制器种类繁多，本文设计中所选为UC28C45。
UC28C45是Unitrode 公司生产的一种高性能固定频率电流型控制器，包含误差放大器、PWM 比较器、PWM 锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元，其结构图如图1所示。
UC28C45外部有8个引脚：引脚1是误差放大器的输出端；引脚2是反馈电压输入端；引脚3是电流检测输入端；引脚4是定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f =1.72（Rt ×Ct ），上电后，形成一个锯齿波电压；引脚5是公共地端；引脚6是推挽输出端，输出的频率是振荡频率的1/2；引脚7是Vcc 工作电源；引脚8是5V 基准电压输出端。
uc2844的补偿电路
uc2844的补偿电路1.引言1.1 概述概述部分的内容可以简要介绍UC2844和补偿电路的基本概念。
UC2844是一种常用的开关控制器芯片，用于开关电源的设计。
它具有高效、稳定的特点，可以在不同的电源应用中提供可靠的电压输出。
补偿电路是UC2844工作中的一个重要组成部分。
在开关电源中，当负载发生变化或者输入电压波动时，输出电压常常会出现瞬间或持久的波动，这会引起输出的不稳定，甚至导致电源损坏。
为了增加系统的稳定性，需要使用补偿电路来为UC2844提供反馈信号，调整开关控制信号，使得输出电压更加稳定。
补偿电路通过检测输出电压的变化，根据误差信号调整UC2844的控制信号。
它可以根据负载变化和输入电压的波动，自动调整开关频率和占空比，使得输出电压能够保持在设定值附近。
补偿电路能够减小输出电压的纹波和峰峰值，并提高系统的响应速度和稳定性。
本文将详细介绍UC2844的工作原理以及补偿电路的作用。
我们将探讨补偿电路对UC2844的影响，并提出优化方向，以进一步提高开关电源的性能和稳定性。
1.2文章结构文章结构部分的内容可以是这样的：文章结构：本文主要分为引言、正文和结论三个部分。
引言部分介绍了文章的背景和目的，说明了为什么要研究uc2844的补偿电路。
正文部分包括了uc2844的工作原理和补偿电路的作用两个方面的内容，详细介绍了它们的具体情况和特点。
结论部分则总结了补偿电路对uc2844的影响和优化方向，给出了进一步研究和改进的建议。
通过这样的结构安排，读者能够全面了解uc2844的补偿电路的重要性和应用前景，并为相关领域的研究提供有益的指导。
1.3 目的目的：本文的目的是探讨uc2844补偿电路的作用及其对uc2844稳定性的影响，旨在帮助读者更加深入地理解uc2844补偿电路的工作原理，了解其在电路设计中的重要性，以及如何优化补偿电路以提高uc2844的性能。
通过具体分析uc2844的工作原理和补偿电路的作用，我们将揭示补偿电路在保持uc2844稳定工作的过程中所起到的关键作用。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V当Pin1电压为7.2V 时，Pin3电压达到1V 则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
反激式开关电源工作原理及波形分析
反激式开关电源工作原理及波形分析
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反激式开关电源工作时可以简化为下图所示电路：
Mos管控制原边（左侧）电流的通断。
Mos管导通时：
电感充电（实则为建立磁通），副边二极管截止，无电流。
Mos管断开时：
由于电流不同突变（实际上是磁通不能突变），于是在副边形成感应电流，二极管导通。
原边反射电压：
副边有电流流通时，会在原边感应出一个电压（下+上-），叠加在输入电压上。
原边的尖峰电压：
由于漏电感的存在，该部分的磁通没有通过磁芯耦合到副边，因此mos管断开时，会产生很大的电压来维持电流，从而达到维持磁通的目的。
振荡波形：
Mos管关断时尾部有振荡，是由于开关电流工作在断续模式时，能量释放完全后，原边、副边无电流。
此时原边的电路可以等效为电源+电感+电容（Mos 管输入电容），发生谐振。
实测波形如下：
（黄色为mos驱动，绿色为mos管的VDS，粉色是原边线圈的电流）。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
基于UC的单端反激式开关稳压电源的设计毕业设计论文
基于U C的单端反激式开关稳压电源的设计毕业设计论文Last revised by LE LE in 20211引言电源，即提供电能的设备，主要分三类：一次电源（将其它能量转换为电能），二次电源和蓄电池。
其中，二次电源指的是把输入电源（由电网供电）转换为电压、电流、频率、波形及在稳定性、可靠性（含电磁兼容，绝缘散热，不间断电源，智能控制）等方面符合要求的电能供给负载。
高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。
开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。
是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。
所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。
在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。
2 开关电源概述开关电源的分类开关型稳压电源的电路结构一般分类如下：（1）按驱动方式分，有自激式和他激式。
（2）按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。
（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。
（4）按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式；③PWM与PFM混合式。
开关电源的控制原理开关电源是指电路中的电力电子器件工作在开关状态的稳压电源，是一种高频电源变换电路,采用直-交-直变换,能够高效率地产生一路或多路可调整的高品质的直流电压。
开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。
一种基于TL2844B的变频器用反激式开关电源设计
• 176•一种基于TL2844B的变频器用反激式开关电源设计天地（常州）自动化股份有限公司 蒋德智本文设计了一种基于德州仪器公司电流模式控制器TL2844B 的多路输出单端反激式开关电源。
该电源用于660V160kW 矿用变频器，采用DC-DC 变换方式，具有5路输出，通过稳定性良好的双环路反馈控制初级回路震荡脉冲占空比，以适应直流输入电压在较大范围内变化。
介绍了TL2844的工作原理及外围电路、电压反馈和电流反馈及保护电路、高频变压器设计、初级回路MOSFET 选型、输入输出滤波电路，旨在改善输出直流电源电能质量。
样板实验表明，该电源输出电压纹波在可以接受范围内，能够适应直流输入电压的大范围波动，为变频器持续运行稳定供电。
引言：矿用变频器产品是比较复杂的电力电子变流产品，其内部电路复杂、存在强弱电结合点，以及要考虑整机的散热问题，因此对为其控制回路供电的电源效率、输出纹波特性、输入电压范围适应能力要求较高。
因为开关电源相对于线性稳压电源效率大大提高，在开关器件合理选型的基础上，其电压输入范围也比线性电源更宽，因此在解决好滤波问题的前提下，相比于线性电源，开关电源具有很大的优越性。
随着电源技术的不断进步，开关电源朝着控制集成化、整体小型化发展，这得益于PWM 芯片的功能集成化，例如本文设计所提到的TL2844B 。
该控制器为离线或DC-DC 固定频率电流控制方案提供了必要的功能，并以数量最少的外围器件实现控制方案。
而且该器件成本较低，使用方便，可直接驱动晶体管和MOSFET ，其结构上的电压电流双环反馈调节系统可有效提高开关电源的电压调整率、负载调整率、系统稳定性和瞬态响应特性。
1 电源输入和输出要求为了满足变频器对电机的可靠控制，在电压电流采样电路稳定工作的前提下，实现转矩控制算法的运行，为电动机提供持续高质量的电能，需要开关电源为主控板、电压电流采样模拟电路及IGBT 驱动电路板提供稳定洁净的电源。
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单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV 的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V当Pin1电压为7.2V 时，Pin3电压达到1V 则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V 时（2个二极管压降为0.7V*2），电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V 。
当Pin1电压小于4.4V 时，电流取样比较器“-”端电压=（Vcom -1.4）/3。
CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS 驱动 CH4：+15VCH1:电流检测电阻上的电压 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS驱动这段时间Pin1电压为7.2V启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从0开始上升，驱动持续时间比较长（10uS左右）启动时的第二个脉冲0开始，所以此时电路工作在CCM（电流连续模式），这是因为启动时负载电流比较大（给各电路的储能电容充电）。
从下图的电路中可以看到，开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波，然后才接到UC2844的Pin3，由于经过了滤波，Pin3电压是从0V开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭开关管电流检测增加RC滤波的原 b因：（1）变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容，当MOSFET每次开通时，输入电压会给此电容充电，充电电流会流过开通的MOSFET，导致MOSFET电流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此需要将此尖峰滤除。
输入电压越大，匝间电容充电电流尖峰越大，如下图所示（MOSFET电流采样电阻上的波形，SIZE-D驱动板）120V输入电压，最大尖峰411mV 300V输入电压，最大尖峰730mV（2）在CCM （电流连续模式）状态下，初级侧MOSFET 开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在MOSFET 电流上形成一个尖峰，如下图所示（电动汽车24V 输入驱动板），此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET 误关断，因此同样需要将此尖峰滤除。
在DCM （电流不连续模式）时，整流二极管不会有反向恢复电流，则MOSFET 开通时没有电流尖峰。
CH1：电流采样电阻上的电压 CH2：UC2844 Pin3CCM ，电流采样电阻上的尖峰 DCM ，电流采样电阻的波形无尖峰关于二极管反向恢复的详细讲解请参考二极管的反向恢复.docx增加RC 滤波的影响：滤波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载或者输出短路时导致MOSFET、整流二极管损坏。
经验案例参考：电流尖峰（2）Pin1电压下降主反馈（+15V）电压达到11.5V时，UC2844 Pin1电压开始从7.2V往下降，此时光耦U17 Pin1为9.6V，Pin2为8.7V，光耦U17的发光二级管导通（管压降1.0V），Vce电压下降（即UC2844 Pin1电压下降）注：从原理上来说，主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V，这样才能保证TL431开始工作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通，并不是因为TL431开始工作了，具体原因后文有详细说明CH1：UC2844 Pin1CH2:U17 Pin1CH3:U17 Pin2CH4:+15V随着UC2844的Pin1电压降低到低于4.4V，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V，而是随着Pin1电压下降而下降。
这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V。
CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V（3）稳态时的波形稳定工作时Pin1为1.76V ，根据芯片资料，UC2844内部电流比较器的门限电压（“-”端电压）为 （1.76-1.4）/3=120mV 。
从这个图看，Pin3电压达到170mV 时驱动关断，与计算的120mV 有些偏差。
注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算，而不是用有效值二、新制动单元开关电源电路图（Ver ：0）与SIZE-D 的驱动板不同，新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8，从后文可以看出这样做是不太合适的这里Pin3电压能达到1V Pin3电压已经低于1V 了1、启动时Vcc波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升，最低到11V左右，由于UC2844欠压锁定的门限最大通过上面的波形引申出两个问题（1）启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升？启动时，除了给UC2844供电的辅助绕组外，各输出绕组的滤波电容上电压都很低（0V），因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。
由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高（即UC2844电源电压Vcc），整流二极管无法导通，UC2844的工作电流全部来自滤波电容，因此UC2844电源Vcc会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量，V CC电压升高。
下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压（即UC2844电源Vcc电压）（2）为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多？对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同①新制动单元UC2844的 Vcc滤波电容为47uF，SIZE-D则为220uF。
这样在UC2844启动之前，SIZE-D的滤波电容储存的能量较多，启动后电压下降较慢。
②新制动单元驱动电阻为10Ω，SIZE-D为100Ω，两者MOS管型号不同，但其输入电容Ciss相同，因此SIZE-D驱动电流较小，Vcc负载比新制动单元小，SIZE-DVcc电压下降慢。
③变压器有一路绕组给Vcc供电，新制动单元Vcc限流电阻为10Ω，SIZE-D为36Ω，新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大，这一点新制动单元优于SIZE-D。
综上，针对（1）、（2）做对比试验新制动单元，滤波电容加大为100uF，启动时Vcc最低为13.3V。
SIZE-D滤波电容减小为47uF，启动时Vcc最低为12.9V，仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。
(2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω，启动时Vcc最低仍为11V，表明此电阻对Vcc电压无影响。
原因：MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小2、UC2844 Pin1（电压反馈）波形稳定工作时的波形（高分辨率模式）CH1：UC2844 Pin1CH2：UC2844 Pin3CH3：MOS驱动从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V，即反馈光耦U10（CTR 为200~400）处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFET驱动完全关闭。
从原理图上看，UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流I C完全靠UC2844 Pin1提供，但是UC2844 Pin1的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示），导致光耦次级I C很小，当主反馈电压偏高时，光耦I F增大，使得初、次级满足I F*CTR>I C，光耦饱和导通。
UC2844内部误差放大器特性尝试在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻，当Pin1电压低于Pin8电压（5V）时，Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。
通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波（实验中测试的是UC2844电源Vcc）（1）加电阻2kΩ，稳态时波形如下，UC2844 Pin1电压在2.48V左右CH1：UC2844 Pin1 CH2：MOS驱动（2）加电阻4.7kΩ，稳态时波形如下，UC2844电源Vcc纹波150mV，Pin1电压2V左右CH1：UC2844 Pin7（Vcc）CH2：MOS驱动CH3：UC2844 Pin1。