15阻抗匹配和调谐-集总元件
第五章_阻抗匹配和调谐
Microwave Technique
0.5 0.2
Microwave Technique
1.2
例题5.1 L节阻抗匹配（重点掌握）
l2 0.353
Microwave Technique
0.147
Microwave Technique
0.353
Analytic Solutions
求d & l
负载阻抗
Z L
1 Y
R jX
L
L
L
离负载d 位置处之阻抗
(R jX ) jZ t
ZZ L
L
0
0 Z j(R jX )t
0
L
Z
1.
z L 0.3 j0.2 LZ
10
1
2.
y Lz
2.3 j1.534
0.3 j0.2
L
作图:绘一同心圆 读数:1800 0.284
3. 同心圆交 1+jx 圆于两点
y ,y 12
读数分別为 0.328 及 0.171
d 0.328 0.284 0.044 1
d (0.5 0.284) 0.171 0.387 2
图(a)
Z R jX
L
L
L
1
Z jX
0
jB 1 (R jX )
L
L
B(XR X Z ) R Z
L
L0
L
0
X(1 BX ) BZ R X
L
0L
阻抗匹配的原理
阻抗匹配概念阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。
对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。
在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。
当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。
这种匹配条件称为共扼匹配。
阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。
要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。
右图中R为负载电阻，r为电源E的内阻，E为电压源。
由于r的存在，当R很大时，电路接近开路状态；而当R很少时接近短路状态。
显然负载在开路及短路状态都不能获得最大功率。
根据式:从上式可看出，当R=r时式中的式中分母中的(R-r)的值最小为0，此时负载所获取的功率最大。
所以，当负载电阻等于电源内阻时，负载将获得最大功率。
这就是电子电路阻抗匹配的基本原理。
改变阻抗力把电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。
如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。
重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。
调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。
阻抗匹配和调谐26页PPT
53、人们通常会发现，法律就是这样 一种的 网，触 犯法律 的人， 小的可 以穿网 而过， 大的可 以破网 而出， 只有中 等的才 会坠入 网中。 ——申 斯通 54、法律就是法律它是一座雄伟的大 夏，庇 护着我 们大家 ；它的 每一块 砖石都 垒在另 一块砖 石上。 ——高 尔斯华 绥 55、今天的法律未必明天仍是法律。 ——罗·伯顿
谢谢！
36、自己的鞋子，自己知道紧在哪里。——西班牙
37、我们唯一不会改正的缺点是软弱。——拉罗什福科
xiexie! 38、我这个人走得很慢，但是我从不后退。——亚伯拉罕·林肯
39、勿问成功的秘诀为何，且尽全力做你应该做的事吧。——美华纳
40、学而不思则罔，思而不学则殆。——孔子
阻抗匹配——精选推荐
阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的⼀种合适的搭配⽅式。
阻抗匹配分为低频和⾼频两种情况讨论。
阻抗匹配主要有两点作⽤，调整负载功率和抑制信号反射。
{扩展：我们可以把⼀个实际电压源，等效成⼀个理想的电压源跟⼀个电阻r串联的模型。
假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越⼩，则输出电流越⼤。
负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越⼤，则输出电压Uo越⾼。
再来计算⼀下电阻R消耗的功率为：P = I2×R=[U/(R+r)]2×R = U2×R/(R2+2×R×r+r2)= U2×R/[(R-r)2+4×R×r]= U2/{[(R-r)2/R]+4×r}对于⼀个给定的信号源，其内阻r是固定的，⽽负载电阻R则是由我们来选择的。
注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最⼩值0，这时负载电阻R上可获得最⼤输出功率Pmax=U2/(4×r)。
即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最⼤输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之⼀。
}如果我们需要输出电流⼤，则选择⼩的负载R；如果我们需要输出电压⼤，则选择⼤的负载R；如果我们需要输出功率最⼤，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。
有时阻抗不匹配还有另外⼀层意思，例如⼀些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。
在⾼频电路中，我们还必须考虑反射的问题。
当信号的频率很⾼时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以⽐拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。
如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产⽣反射。
为什么阻抗不匹配时会产⽣反射以及特征阻抗的求解⽅法，牵涉到⼆阶偏微分⽅程的求解，在这⾥我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波⽅⾯书籍中的传输线理论。
微波射频学习笔记7.阻抗匹配
阻抗匹配
1.阻抗匹配的目的
阻抗匹配主要用于传输线上，以此来达到所有高频的微波信号均能传递至负载点的目的，而且几乎不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
Ps：波的反射会造成驻波，从这点看来：插损一部分是介质和导体本身带来的系统损耗，还有一部分就是阻抗失配带来的VSWR，反射功率是要会抵消部分发射功率。
所以我应该大概可以认为VSWR不好，使设计问题，这时候的插损是可以通过优化设计改善，但如果驻波已经很好了，说明阻抗匹配，插损也就差不多了。
2.阻抗匹配的几种方法
（1）L网络（集总元件匹配）
使用场景：频率f≤1GHz
构造：串联电感L同时并联电容C/串联电容C同时并联电感L；
①输入电阻R0＜负载电阻R1，两个元件适合先串联后并联；
②输入电阻R0＞负载电阻R1，两个元件适合先并联后串联。
特点：成本低（只有两个元件）、Q值低（BW宽，选频性能差，挤滤波能力差），还有π型/T型网络都可以分解成两个L型网络分析，咱也看不懂，咱就不学了，都是利用了LC谐振。
计算方法：网上找小工具...
（2）短截线调谐
阻抗匹配的过程被称为调谐（大概），波导中常用，以下省略500字。
（3）四分之一波长变换器
当Z
in =Z
，波长为λ/4的奇数倍时，反射系数Γ=0，完全匹配，此时馈线上
没有驻波，不过λ/4匹配段内会有驻波存在，所以λ/4波长可用作阻抗变换；
注意：只能在一个频点获得完全匹配，附近频点越远，失配越严重。
①单节四分之一波长变换，匹配段的特征阻抗：Z
1= √（Z
Z
L
），相对带宽：
（f
2-f
1
）/f
0 。
第二章 传输线理论3-阻抗匹配汇总
0
y1
0.088
1 j2.2 y1 3、支节位置： d 0.088 0.192 0.28 d 0.088 0.308 0.396 4、短路支节长度
2
令Zin= Rin+ jXin, ZG= RG+ jXG,则上式简化为
P Rin 1 2 EG 2 2 2 Rin RG X in X G
（3.3）
假定信号源阻抗是固定的，考虑以下三种负载阻抗情况： 负载与传输线匹配（ZL= Z0） ГL=0
传给负载传输的功率
Z0 1 2 P EG 2 2 2 Z0 RG X G
Z L Z0 L Z L Z0
（3.1）
2019/1/5
5
信号源向负载传输的功率为
1 1 EG Zin 1 1 1 2 * P Re Vin I in V Re Re （3.2） in 2 2 Zin 2 Zin ZG Zin
23
适用于CAD的解析计算式 1. 并联单支节公式：
ZL 1/ YL RL jX L
( RL jX L ) jZ 0 tg d Z (d ) Z 0 Z 0 j ( RL jX L )tg d
d
Y0
Y0
短路 或开 路
Y Y 1/ Z 0
ZL
t=tg d
Y 1/ Z G jB
Z0 ,
ZL
d
l
信号源和负载均失配的无耗传输线
0
如图(a)所示，此时传输线上任意一点处的电压为
EG Z0 e j l j d j d V (d ) e e L 2 j l Z G Z 0 1 G L e
阻抗匹配的方法
阻抗匹配的方法关于阻抗匹配的方法，可以从电路理论和实际应用两个方面来进行探讨。
下面将介绍10条关于阻抗匹配的方法，并详细描述它们的原理和优缺点。
1.电阻器法：电阻器法是最简单的阻抗匹配方法之一，通过串联电阻器来降低电路输入端的阻抗。
这种方法的优点是简单易用，成本低廉，但是由于串联电阻器会引入附加损耗，所以对于高频电路不太适用。
2.变压器法：变压器法是一种常用的阻抗匹配方法，通过变压器来匹配输入和输出端的阻抗。
这种方法的优点是可以实现很高的传输效率，但是对于广频应用来说，变压器会引入误差和损耗。
3.利用共模电感：利用共模电感的方法可以将输入端和输出端的阻抗进行匹配，使得传输效率更高。
这种方法的优点是能够减小误差，并且能够在高频电路中使用，但是也有一定的局限性。
4.反馈法：反馈法是一种非常有效的阻抗匹配方法，在信号源和负载之间加入反馈网络，使得输入和输出端的阻抗得到匹配。
这种方法的优点是能够减小误差，提高传输效率，但是对于高频电路来说，反馈网络会引入附加损耗。
5.单元匹配法：单元匹配法是一种分析性思维的方法，它通过分析电路元件的特性和输入输出端的阻抗，来进行阻抗匹配。
这种方法的优点是精准度高，能够针对不同的电路元件进行优化匹配，但是需要更深入的电路知识支持才能使用。
6.拓扑匹配法：拓扑匹配法是一种基于电路的结构拓扑分析的方法，通过分析电路拓扑结构来进行阻抗匹配。
这种方法的优点是可以简化电路设计，提高设计效率，但是对于复杂电路的匹配来说，拓扑匹配法可能并不适用。
7.短路管法：短路管法是一种近似匹配法，它通过引入短路管来抵消输入输出端的阻抗不匹配。
这种方法的优点是简单直接，但是由于短路管的特性会对电路带来一定的干扰，因此需要考虑干扰问题。
8.天线阻抗匹配法：天线阻抗匹配法是一种针对天线信号的阻抗匹配方法，它通过对天线阻抗进行调节，来使得天线信号能够更好地与目标设备匹配。
这种方法的优点是能够提高天线信号的传输效率，但是需要考虑阻抗调节的可行性和实际效果。
理解电子电路中的阻抗匹配原理
理解电子电路中的阻抗匹配原理阻抗匹配是电子电路设计中的重要原理，它可以帮助我们更有效地传输信号和提高系统性能。
阻抗匹配的概念是指在电路中调整各个部分的阻抗，使其能够与其他部分相互匹配，从而实现最佳的信号传输效果。
在电子电路中，阻抗是指交流信号对电路元件的阻碍程度。
阻抗包括电阻、电感和电容，通常用复数表示。
而阻抗匹配的目的是消除信号反射和损耗，保持信号的完整性和稳定性。
一般来说，当两个电路元件或系统之间的阻抗不匹配时，会产生信号反射和损耗。
这会导致信号衰减、波形失真、功耗增加，甚至影响整个电路的工作稳定性。
因此，在设计电子电路时，我们需要通过阻抗匹配来优化电路的性能。
阻抗匹配原理适用于各种电子电路和系统，比如天线和射频放大器之间的匹配、音频信号输入和输出之间的匹配等。
下面以音频信号输入和输出之间的阻抗匹配为例，详细解释阻抗匹配的原理和方法。
音频信号通常以低阻抗的形式存在于音源中，比如话筒或音乐播放器。
然而，放大器输入端一般需要高阻抗输入才能正确接收信号并放大。
所以在音频信号的输入和输出之间进行阻抗匹配就显得非常重要。
要实现阻抗匹配，需要使用阻抗匹配网络或变压器。
阻抗匹配网络包括电阻、电容和电感等元件的组合，通过调整元件的数值和连接方式，可以有效地匹配输入和输出之间的阻抗。
其中，变压器是一种常用的阻抗匹配元件，可以实现阻抗的转换和匹配。
通过变压器的比例关系，可以将低阻抗的输入信号转换为高阻抗的信号，从而与放大器输入端匹配。
同时，变压器还可以有效阻止信号反射和损耗，提高整个系统的效率。
除了变压器，还可以使用阻抗转换器来实现阻抗匹配。
阻抗转换器是一种将输入阻抗与输出阻抗匹配的电路，可以通过调整电路参数来满足匹配要求。
常见的阻抗转换器包括共栅电路、共基电路和共集电路等。
总之，阻抗匹配原理在电子电路设计中起着至关重要的作用。
通过匹配输入和输出之间的阻抗，可以避免信号反射和损耗，提高系统性能和稳定性。
阻抗匹配可以通过阻抗匹配网络、变压器或阻抗转换器等方法实现。
什么是阻抗匹配以及为什么要阻抗匹配
什么是阻抗匹配以及为什么要阻抗匹配作者: 佚名发布日期:2006-03-12 14:49 查看数:8 出自:互联网阻抗匹配在高频设计中是一个常用的概念，这篇文章对这个“阻抗匹配”进行了比较好的解析。
回答了什么是阻抗匹配。
阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。
要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。
改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。
如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。
重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。
[编辑]调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。
最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。
对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。
阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。
高速 PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。
这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便.阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。
特征阻抗 阻抗匹配 共轭匹配原理详解
特征阻抗、阻抗匹配、共轭匹配讲解特征阻抗、阻抗匹配、共轭匹配定义及原理详解如下：1.特征阻抗特征阻抗，也称特性阻抗，是传输线理论中的重要概念。
特征阻抗推导过程见附录1，位置x为传输线的任意处，特征阻抗为位置x处入射波的入射电压和入射电流之比，即：-------------------------------------------------------------公式1.1在公式1.1中，特征阻抗只与传输线单位长度的寄生电阻R、寄生电感L、寄生电导G和寄生电容C有关系，而与位置x无关。
特征阻抗推导过程假设前提是传输线单位长度特性是一样的，且是无限长的。
特征阻抗是瞬时阻抗，是传输线位置为x处在没有反射的情况下瞬时电压和瞬时电流的比值。
而直流阻抗也可以理解为瞬时阻抗，只是其任何时候的瞬时电压和瞬时电流比值都是一样的，但是直流阻抗与传输线位置x是有关系的，位置x越靠近原点，阻抗越大。
若频率w很低，则公式1.1表示的特征阻抗可以等效为：-------------------------------------------------------------公式1.2如果有一根导线无限长，且可等效为无穷个单位长度的寄生电阻R和寄生电导串并的分布式，那求解的阻抗是不是同公式1.2呢？显然不是，电阻是有损耗的，长度越大，等效阻抗越大，损耗越大。
推导过程哪里出问题了？待补充。
若频率w很高,则公式1.1表示的特征阻抗可以等效为：-------------------------------------------------------------公式1.3若传输线可以照公式1.3这样等效，则称为无损传输线。
而特征阻抗概念是针对无损传输线而言，或者近似无损传输线，主要针对无损寄生参数(寄生电感和寄生电容)？万用表测量的是直流阻抗，而非交流阻抗，所以若用万用表测量一个特征阻抗为50ohm的导线，将会发现它是短路的。
微波技术与天线-微波元件_阻抗匹配与变换元件
电抗补偿法——销钉
(a)
电容销钉
➢ 销钉为垂直对穿波导的金属细圆棒
➢ 销钉的工作原理与膜片类似
(b)
电感销钉
电抗补偿法——螺钉调配器
1、宽边
2、可控
l
结构
磁场结构
电场结构
一、附近高次模电场集中
C
二、宽壁上的轴向电流流
进螺钉产生附加磁场
L
电抗补偿法——螺钉调配器
➢ 当旋入深度 h 较小时，WE>WH，等效为一电容；
Z L Z0
2 Z0
2 m
Wq 2 arccos
ln Z L Z 0
4
2
反射系数模值
近似公式 ln
m
1
N
阻抗变换法——渐变线阻抗变换器
把离散的(不连续的)各段变为连续变化的工
作段，则在输入端有更多的反射波互相抵消，
故在长度不增加的情况下，可展宽工作频带。
阻抗变换法——渐变线阻抗变换器
波导型
同轴线型
微波元件
微带线型
……
微波元件的分类
★ 按功能分
微波元件
匹配
元件
连接
转换
元件
功率分配元件铁氧体元件
……
匹配的实质
设法在终端负载附近产生一新的反射波，使
电抗：容抗和感抗
它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消
波导型电抗匹配元件：膜片、
，从而达到匹配传输的目的。
谐振窗、销钉、可调螺钉
匹配的方法
➢ 第二个分支的作用是改变位于 G 1 圆上的输入导
纳 Y2' 的虚部，使其回到匹配原点，实现匹配。
阻抗匹配的原理与概念
阻抗匹配概念阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。
对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。
在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。
当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。
这种匹配条件称为共扼匹配。
阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。
要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。
右图中R为负载电阻，r为电源E的内阻，E为电压源。
由于r的存在，当R很大时，电路接近开路状态；而当R很少时接近短路状态。
显然负载在开路及短路状态都不能获得最大功率。
根据式:式中分母中的(R-r)的值最小为0，此时负载所获取的功率最大。
所以，当负载电阻等于电源内阻时，负载将获得最大功率。
这就是电子电路阻抗匹配的基本原理。
阻抗匹配概念阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。
对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。
在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。
当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。
这种匹配条件称为共扼匹配。
阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
阻抗匹配原理
阻抗匹配原理阻抗匹配原理是一种用于改善信号传输中信号完整性和电源效率的概念。
它可以改善从接收器到放大器（以及放大器到设备）中信号完整性和电源效率。
阻抗匹配是一种设计有效的信号传输系统的重要技术。
它使用一种反馈技术，以确保信号有效地从发送端到接收端的传输。
阻抗匹配的重要性在于，它将源端和接收端的阻抗（以及电源）调整到一个互动的值，这样可以有效地传输最大能量。
例如，假设源端有50Ω阻抗，而接收端有80Ω阻抗，那么两端的阻抗就不匹配，因此传输的最大能量也就大大降低了。
使用阻抗匹配原理，可以将源端的电阻调整为与接收端的电阻相匹配，以获得最佳的信号传输能力。
阻抗匹配是一种电气系统的设计原理，用来确保最佳的能量传输效率。
它采用一种名为“反馈”的方法，来确保信号从发送端有效传输到接收端。
反馈原理让源端和接收端的阻抗（及电源）同时调整到一个和谐的值，这样就可以有效地传输最大能量。
另外，阻抗匹配采用原理还可以用来改善发射机，接收器和无线电设备之间的信号传输，这样可以提高电源效率和信号完整性。
例如，当两个元件之间的阻抗不一致时，作为发射机的电路中的能量被浪费，这也将影响信号的传输效率和信号完整性。
但是，如果采用阻抗匹配技术，可以提供更好的传输效率和信号完整性。
通过阻抗匹配的作用，可以确保最佳的能量传输效率。
这样做不仅可以提高效率，还可以降低系统的工作噪声，同时减少电源损耗。
总之，使用阻抗匹配原理是确保最佳电源效率和信号完整性的有效工具。
阻抗匹配技术的应用可以追溯到古人，电路的阻抗匹配也是一种古老的技术，可以实现有效的信号传输。
随着技术的发展，阻抗匹配技术被应用于更多的领域，如：无线传输、光纤通信和电缆通信等等。
如今，阻抗匹配在电子行业被广泛地应用，扮演着重要的角色。
总之，阻抗匹配原理是一种关于改善信号传输中信号完整性和电源效率的概念。
它可以有效地调整源端和接收端的阻抗，以达到最佳的信号传输效率和信号完整性。
它的重要性不言而喻，因此，阻抗匹配原理是现在电子技术的重要组成部分。
阻抗匹配原理
阻抗匹配的基本原理 右图中 R 为负载电阻,r 为电源 E 的内阻,E 为电压源.由于 r 的存在,当 R 很大时,电 路接近开路状态;而当 R 很少时接近短路状态.显然负载在开路及短路状态都不能获得最 大功率.根据式: 从上式可看出,当 R=r 时式中的 式中分母中的(R-r)的值最小为 0,此时负载所获取的功率最大.所以,当负载电阻等于电源内阻时,负载将获得最大功率.这就是电子电 路阻抗匹配的基本原理.串,并联谐振电路的特性 一.串联谐振电路:当外来频率加于一串联谐振电路时,它有以下特性: 1.当外加频率等于其谐振频率时其电路阻抗呈纯电阻性,且有最少值,它这个特 性在实际应用中叫做陷波器. 2.当外加频率高于其谐振频率时,电路阻抗呈感性,相当于一个电感线圈. 3.当外加频率低于其谐振频率时,这时电路呈容性,相当于一个电容. 二.并;联谐振电路:当外来频率加于一并联谐振电路时,它有以下特性: 1.当外加频率等于其谐振频率时其电路阻抗呈纯电阻性,且有最大值,它这个特 性在实际应用中叫做选频电路. 2.当外加频率高于其谐振频率时,电路阻抗呈容性,相当于一个电容. 3.当外加频率低于其谐振频率时,这时电路呈感性,相当于一个电感线圈. 所以当串联或并联谐振电路不是调节在信号频率点时,信号通过它将会产生相 移.(即相位失真) 电子恒流源 爱好电子技术的朋友可能在翻阅一些电子书刊时常看到"恒流源这个名词, 那么什么是恒流源呢?顾名思义恒流源就是一个能输出恒定电流的电源.图 5 中的 r 是电源 E 的内阻, 为负载电阻, RL 根据欧姆定律: 流过 RL 的电流为 I=E/r+R 如果 r 很大如 500K,那么此时 RL 在 1K---10K 变化时,I 将基本不变(只有微小 的变化)因为 RL 相对于 r 来说太微不足道了,此时我们可以认为 E 是一个恒流 源.为此我们推论出:恒流源是一个电源内阻非常大的电源. 在电子电路中(如晶体管放大器电路)我们常需要一些电压增益较大的放大器,为此常要将晶体管集电极的负载电阻设计得尽量大,但此电阻太大将容易使 晶体管进入饱和状态,此时我们可利用晶体三极管来代替这个大电阻,这样一来 既可得到大的电阻,同时直流压降并不大,图 6 所示. 图中稳压管 D 和电阻 R2 组成的稳压电路用来偏置 BG1 的工作点,并保证工 作点的稳定(BG2 为放大管).从晶体管的输出特性可知,集电极---发射极电 压 VEC 大于 1---2V 时,特性曲线几乎是平的,即 VEC 变化时,IC 基本不变,也 就是说,晶体管 BG1 的输出电阻非常大(几百千欧以上),图中由于 BG1 的电流 基本恒定,所以称 BG1 是 BG2 的恒流负载.由于具有恒流源负载的放大器因其负 载电阻大,故这种放大电路具有极大的电压增益,实际上在很多集成电路内部均 采用这种电路. 串联型稳压电源 串联型稳压电路是最常用的电子电路之一, 它被广泛地应用在各种电子电路 中,它有三种表现形式. 1.如图 1 所示,这是一种最简单的串联型稳压电路(有些书称它是并联型稳 压电路,我个人始终认为应是串联型稳压电路),电阻 RL 是负载电阻,R 为稳压 调整电阻有叫限流电阻,D 为稳压管.这种电路输出的稳压值等于 D 的标称稳压 值,其工作原理是利用稳压管工作在反向击穿的特性来实现的.图 2 是稳压管的 伏安特性曲线, 从此曲线中我们看到反向电流在一定范围内大幅变化时其端点的 电压基本不变.当 RL 变小时,流过 RL 的电流增加,但流过 D 的电流却减少,当 RL 变大时,流过 RL 的电流减少,但流过 D 的电流却增大,所以由于 D 的存在使 流过 R 的电流基本恒定,在 R 上的压降也基本不变,所以使其输出的电压也基本 保持不变. 当负载要求较大的输出电流时,这种电路就不行了,这是因为在此时 R 的阻 值必须减少,由于 R 的减少就要求 D 有较大的功耗,但因目前一般的稳压管的功 耗均较小,所以这种电路只能给负载提供几十毫 安的电流,彩电 30V 调谐电压通常都以这种电路 来取得.2.如图 3 所示,这种电路是针对上面所说电路的缺点而改进的电路,与第一种 电路不同的是将电路中的 R 换成晶体管 BG,目的是扩大稳压电路的输出电流. 我们知道,BG 的集电极电流 IC=β*Ib,β 是 BG 的直流放大系数,Ib 是晶体管的 基极电流,比如现在要向负载提供 500MA 的电流,BG 的 β=100,那末电路只要 给 BG 的基极提供 5MA 的电流就行了. 所以这种稳压电路由于 BG 的加入实际上相 当于将第一种稳压电路扩充了 β 倍, 另外由于 BG 的基极被 D 嵌定在其标称稳压 值上,因此这种稳压电路输出的电压是 V0=VD-0.7v,0.7V 是 BG 的 B,E 极的正 偏压降. 在实际应用中,我们常常对不同的电路提供不同的供电电压,即要求稳压电 源的输出电压可调,为此出现了第三种形式的串联形稳压电路. 3.第二种稳压电路虽能提供较大的输出电流,但其输出电压却受到稳压管 D 的制约,为此人们将第二种电路稍作改动,使之成为输出电压连续可调的串联 型稳压电源.基本电路如图 4 所示,从电路中我们可看出,此电路较第二种电路 多加了一只三极管和几只电阻,R2 与 D 组成 BG2 的基准电压,R3,R4,R5 组成 了输出电压取样支路,A 点的电位与 B 点的电位进行比较(由于 D 的存在,所以 B 点的电位是恒定的),比较的结果有 BG2 的集电极输出使 C 点电位产生变化从 而控制 BG1 的导通程度(此时的 BG1 在电路中起着一个可变电阻的作用),使输 出电压稳定,R4 是一个可变阻器,调整它就可改变 A 点的电位(即改变取样值) 由于 A 点的变化,C 点电位也将变化,从而使输出电压也将发生变化.这种电路 其输出电压灵活可变,所以在各种电路中被广泛应用. 关于 dbμV,dbm ,dbw 在有线电视技术中我们常常遇到几个信号参数的量值, 这几个量值是对数单 位---分贝(db).用分贝表示是为了便于表达,叙述和运算(变乘除为加减). 分贝是表征两个功率电平比值的单位,如 A=10lgP2/P1=20lgU2/U1=20lgI2/I1.分贝制单位在电磁场强计量测试中的用法 有如下三种:1,表示信号传输系统任意两点间的功率(或电压)的相对大小.如一个 CATV 放大器,当其输入电平为 70dbμV 时,其输出电平为 100dbμV,也就是说放大 器的输出相对于输入来说相差 30db,这 30db 是放大器的增益. 2,在指定参考电平时可用分贝表示电压或电场强的绝对值,此参考电平通称为 0db.如定义 1μV=0dbμV,1mW=0dbm,1mV=0dbmV.例如,现有一个信号 A 其电 平为 3dbμV, 换算成电压的表示方式为: 3=20lgA/1μV, A=2μV, 即这个 3dbμV 的信号电压为 2μV. 3,用分贝表示电压或场强的误差大小,如 30±3db. 通常 db 是表征电路损耗,增益的量值;dbmV 和 dbμV 是表征信号的相对电 平值,由于 1mV=1000μV,所以有 0dbmV=60lg10=60dbμV.例如,信号电平是 70dbμV,用 dbmV 表示是 70-60=10dbmV;dbm 和 dbw 是表征信号的相对功率值, 由于 1W=1000mW,所以有 0dbW=30lg10=30dbm,例如光功率为 9dbm ,换算成功率 的单位(瓦)有:9=10lgx,x=7.9mW . 功率与电平的换算(dbm 与 dbμV 的换算): 在很多情况下,我们手里都只有一台场强计,它的量值单位通常是 dbμV, 但在一些高频功率放大器中往往只给出输出信号的功率值, 为此要将功率值换算 成电平值,对于 50 欧阻抗的信号源来说,当其输出功率为 1mW(0dbm)时,其端 电压输出应为 U=50P-E2×1000000=223606.7978μV,用分贝表示是: 20lg223606.7978=107dbμV.也就是说 0dbm 的 50 欧信源的输出电平为 107dbμV. 例如 1:一 50 欧的高频功率放大器其输出功率为 50dbm,求其输出电平,有: 107+50=157dbμV. 例如 2:某 50 欧接收设备其最小接收功率为-90dbm,求其最小接收电平,有: 107-90=17dbμV. 50Ω 系统 dbm,dbμV,瓦换算表功率(dBm) +53 +50 +49 +47 +46 +43 +40 +37 +33 +30 电平(dbV) 160 157 156 154 153 150 147 144 140 137 功率(瓦) 200w 100w 80w 50w 40w 20w 10w 5w 2w 1.0w 功率(dBm) 0 -1 -3 -7 -10 -20 -27 -30 电平(dbV) 107 106 104 100 97 87 80 77 .001mw 功率(瓦) 1.0mw .80mw .50mw .20mw .10mw .01mw+29 +27 +26 +23 +20 +17 +13 +10 +7 +3136 134 133 130 127 124 120 117 114 110800mw 500mw 400mw 200mw 100mw 50mw 20mw 10mw 5mw 2.0mw-交流电的最大值与有效值 我们知道,交流信号是时间的函数,它的幅度是随时间而变化的,在变化的 过程中所出现的最大瞬间值叫交流电的最大值. 有效值是指交流电在一个周期内所做的功与直流电所做的功等效这一观点 来定义的.例如:一个交流电源接上一个电阻 R,产生的电流为 i,那么在一个 周期 T 内的平均功率是:,流过同一个电阻 R 的直流电电流 I 的功率为 P-=RI2, 如果 P~=P-,那么这个交流电流的有效值在数值上就等于这个直流电流. 同样,交流电压在一个周期内的平均功率是:,直流电功率是 P-=U-2/R, 如 P~=P-,那么 U~的有效值在数值上就等于这个直流电压.即:根据上面推算,交流电的电压有效值与其最大值之间存在的关系,即最大值是有效值的倍. 这就是为什么 220V 交流电通过整流后其输出的直流电压为 311V 了(滤波电容起着峰值保 持的作用) . 有效值与最大值的概念很重要,因为我们现在所使用的大多数仪表的读数都是有效值, 在某些场合就容易忽略了最大值对电路的影响.如一个标称功率为 2W 的扬声器,2W 指的 是它的有效值功率, 在音频范围内, 功率的最大值 (称峰值功率) 通常是有效值的 5 倍左右, 所以此扬声器可与最大值功率 10W 的扩音机配接,如果扩音机的输出功率过大就会损坏扬 声器了. 最大值 Um 与有效值 U 之比 Um/U 称为峰值因子, 正弦波的峰值因子是, db 表示: 用 20Lg =3db.OTL 中的自举电容 图 1 是一个典型的 OTL 电路, 电路中的 C1 称为自举电容.它在 电路中作用如何?为分析方便将 图 1 简画成图 2. 图 2 的电路中是没有 C1 的情 况,在功放中各级的放大管总是 考虑充分利用的,即在输入信号 U1 的作用下,放大管工作在接近 饱和与截止.此时从充分利用输 出管的角度出发.希望 BG1 的集 电极饱和此时 VCE1=0.5~1V 左右, 故 E 点电位 VE=-(24-VCE1),因 VCE1 饱和压降非常小,可忽略不 计所以 VE=-24V.当 U1 负半周达 峰时,则 BG1 截止,BG2 导通并接 近饱和此时 VE 接近为 0 伏,那么 负载 RL 得到的高流电压平均峰值 为 12V. 上述是理想情况下的情形, 但实质上图 2 电路是做不到的, BG1 饱和时, 当 |VE|不可能达到 V1.这是因为 BG1 实质上是一个发射极输出器,所以 VE≈VB, 当 BG1 导通时它的发射极流入负载的电流增大,从而使|VB|减小,因此|VE|就 不可能达到 24V,这样 RL 的平均峰极电压将小于 12V. 从以上分析可知, 最简单的解缺办法是用一个比 24V 高的电源电压来给 BG1 供电.这样由于 A 点电压的提高,|VB|也就提高了.于是放大器的输出电压幅 度也有条件增加.电路中利用图 1 中的 C1 和 R5 可在不增加供电电压的条件下 来提高 A 点的电位, 其原理如下: 在静态时 VA=(24-IC3*R5)≈-24V,而 VE=EC/2=-12V,那么 电容 C1 上的电压 VC1 就是 VA 和 VE 之差是 12V. 因此电容 C1 被充电到 12V. 当加入信号 U1, BG3 导通时 VE 从-12V 向更负方向变化(这是因为 BG1 开始导通) 即|VE|增加, 由于 A 点电位 VA=(VC1+|VE|)因此随着|VE|增加,|VA|也自动 增加.例如当|VE|变到 24V 时,|VA|可达 12+24=36V, 这就相当于 A 点由一个 36V 的电源 供电一样.电阻 R5 的作用是把 A 点和电源 EC 隔开,这样 A 点电压增加才有条件. 由上可知,利用 C1 可把 A 点电位|VA|自动提高故电容 C1 我们叫做自举电 容. 集成运放器的基本特性 图 YF 是集成运放的符号图,1,2 端是信号输入端,5 是输出端,3,4 是 工作电压端,在实际中还有调零端,频率补偿端和偏置端等辅助端.在输入端 中标有"+"号的是同相端,标有"—"号的是反相端,当信号从同相端输入时,输出信号和输 入信号同相,反之 则反.集成运放器 的输入电路均都 是采用差分放大 器.它的输入信号 电压和输出信号 电压的关系是 V0=K(V2-V1), 式中 K 是运放器的 放大倍数,K 是非 常大的,可达几十 万倍,这是运放大 器和差分放大器 的区别,而且集成运放器的两个输入端对地输入阻抗非常高,一般达几百千欧 到几兆欧,因此在实际应用中,常常把集成运放器看成是一个所谓"理想运算 放大器",其有两个基本特性:1,输入租抗为∞;2,增益为∞.根据这两个 条件可以作出以下推论:1,输入电流 I1,I2 都为 0,这是因为其输入阻抗为 ∞的原因;2,因为 K=∞又根据输入和输出端的关系 V2-V1=V0/K,所以认为运 放器的两个输入端的电位差为零. 数字信号的纠错 数字信号在传输的过程中,由于干扰或通道特性变坏等原因,都有可能使 得传输的数字信号出错(误码),因此纠错是提高数字传输质量的一个必不可 少的过程. 那么,纠错是如何进行的?图 JU-1 给出了纠错的全过程.模拟信号经过 模/数变换后,将附加的数据(如奇偶校验位)加于数据流之中,在接收端通 过奇偶校验位来发现有错误的数据字(也即通过对附加的数据进行鉴别来识别 出有误码的数据字),并给以纠正.纠正错的方法有静噪,保持前边的字,线 性内插三种. 1,静噪 当发生差错并被识别出来时,有关电路将在出差错的这一点上终端电路的 传输,即用静噪来解决,如图 JU-2 所示.静噪只是在纠错过程起作用,并且 通常是在连续发生差错的情况下采用. 2,保持前边的字 数字处理电路通常使用了大量的存储电路,用于在处理数字信号时能对这 些数据信号进行一个短暂时间的连续记忆,这样当发现有一个"可怀疑"的数 据字时,便可用最靠近它的前一个数据来替代,如图 JU-3 所示.用前边的数 据字来替代有错误的数据字其结果与未发生差错的数据相比,误差很少(因相 关性),所以这种纠错方法是合理的.所以保持前边字是一种可接受的纠错方 法. 3,线性内插 线性内插能够进一步改善上面的纠错方法.所谓线性内插就是取差错字的 前一个数据字与后一个数据字的平均值,并用此值去替代这个差错字,显然这种方法可得到更精确的纠错.数据信号的交织处理 交织是一种极复杂的过程,是对纠错过程的补充,交织的基本原理是将数 字基带信号按已定义了的规则进行"搅乱",在接收端解调后再将这些"搅 乱"的数据信号按相反的规则重新排列,使之恢复出原始的次序. 交织的过程是通过一组延时器来实现的,延时量是取样周期的整数倍.延 时器由随机存储器(RAM)构成.交织时将数据按严格的规定顺序写入 RAM 中; 去交织时再按相反的顺序从 RAM 中读出. 推换电路中的"交越"失真 图 JY-1 是晶体管输入特性曲线,从图中我们可看出它的起端是非线性的, 在推换电路中晶体管工作在乙类状态(零偏置),因两管输入信号相差 180 度 相位,那么两管喝起来的输入特性曲线如图 JY-2 所示.如果两管的工作点在 O点(Vbe=0V)时,由于输入特性曲线的起端是非线性的,所以当输入信号较少 时,输出波型就会引起失真如图 JY-3 所示,我们称这种失真为交越失真. 如果我们给两管一定的正向偏置电压 Vbe,就可避开输入特性曲线的非线 性部分,如图 JY-2 的 Q1 和 Q2 点,这样就可解决了交越失真的问题了.在一 般情况下,将上下两管的静态工作电流调为 6-8MA 就可避免交越失真的发生.电子管的三种工作状态 电子管放大器的工作状态决定于放大器栅极电路中所加栅偏压 Eg 的大少, 见图 Z,改变栅偏压 Eg,阳极电流中的直流分量就要发生变化.当栅极偏压 Eg 等于截止栅压 Ug0 的一半时, 在交流信号变化的整个周期内均有阳极电流流过, 阳极的直流分量最大,失真最小,可是效率最低,这种工作状态我们称甲类工 作状态.它适宜于对失真指标要求较高的放大器. 当栅极电压等于截止栅压 Ug0 时,这时只有在栅极交流信号的正半周内才 有阳极电流.这种工作状态叫乙类工作状态,在此状态下可获得较高的工作效 率,多用于低频推挽式放大电路. 若栅偏压较截止栅呀还小的话,此时只有在赡极输入信号的近半周部分时 间内才有阳极电流,这种是丙类状态,此种状态效率最高,但失真也最大.适 宜于一些倍频电路的应用.稳压二极管 稳压二极管(又叫齐纳二极管)它的电路符号是: 此二极管是一种直到临界反向击穿电压前都具有很高电阻的半导体器件.在这临界击穿点上,反向电阻降低到一个很少的数值,在 这个低阻区中电流增加而电压则保持恒定,稳压二极管是根据击穿电压来分档的,因为这种特性, 稳压管主要被作为稳压器或电压基准元件使用.其伏安特性见图 1,稳压二极管可以串联起来以 便在较高的电压上使用,通过串联就可获得更多的稳定电压. 稳压管的应用: 1,浪涌保护电路(如图 2):稳压管在准确的电压下击穿,这就使得 它可作为限制或保护之元件来使用,因为各种电压的稳压二极管都 可以得到,故对于这种应用特别适宜.图中的稳压二极管 D 是作为 过压保护器件.只要电源电压 VS 超过二极管的稳压值 D 就导通,使 继电器 J 吸合负载 RL 就与电源分开. 2,电视机里的过压保护电路(如图 3):EC 是电视机主供电压,当 EC 电压过高时,D 导通,三极管 BG 导通,其集电极电位将由原来的高电平(5V)变为低电平,通过待机 控制线的控制使电视机进入待机保护状态.3, 电弧抑制电路如图 4:在电感线圈上 并联接入一只合适的稳压二极管(也 可接入一只普通二极管原理一样)的 话,当线圈在导通状态切断时,由于其电磁能释放所产生的高压就 被二极管所吸收,所以当开关断开时,开关的电弧也就被消除了. 这个应用电路在工业上用得比较多,如一些较大功率的电磁吸控 制电路就用到它. 4, 串联型稳压电路(如图 5):在此电路中,串联稳压管 BG 的基极被稳压二极管 D 钳定在 13V,那么 其发射极就输出恒定的 12V 电压了.这个电路在很多场合下都有应用晶体管射随电路 在很多的电子电路中,为了减少后级电路对前级电路的影响和有些前级电路的输出要求有较 强的带负载能力(即要求输出阻抗较低)时,要用到缓冲电路,从而达到增强电路的带负载能力和 前后级阻抗匹配,晶体管射随器就是一种达到上述功能的缓冲电路. 晶体管射随电路实际上是晶体管共发电路,它是晶体三极管三大电路形式之一(共基电路,共 集电路,共发电路),它的电路基本形式如图 A1 所示. 根据图 A1 的等效电路可知,发射极电流 Ie=Ib+Ic 又因为 Ic=β*Ib(β 是晶体管的直流放大系 数)所以 Ie=Ib+β*Ib=Ib(1+β),又根据电路回路电压定 律:Vi=Ib(Rb+Rbe )+Ie*Re=Ib(Rb+Rbe)+Ib(1+β)Re(Rb 是晶体管基极电阻,Rbe 是基极与发射极 之间的电阻,由于 Rb 和 Rbe 较少可忽略,那么 Vi= Ib(1+β)Re,根据欧姆定律,电路的输入阻抗为 Vi/Ib=Ib(1+β)Re/Ib=Re(1+β). 从此式可见电路的输入阻抗是 Re 的 1+β 倍, 电路的输出阻抗 等于 Rc 与 Re 的并联总阻抗.经上述分析得出结论:晶体管射随电路具有较高的输入阻抗和较低 的输出阻抗.晶体管电子滤波器 在很多电子电路中,特别是一些小信号放大电路,其电源往往会加入一级晶体管电子滤波器,其电 路结构如图 J1,设图的右边是一个与电子滤波效果一样的普通 RC 滤波电路,则它们有以下关系: 图的左边 Uec=Ib*R1+Ueb=Ib*R1 因为 Iec=β*Ib (β 为晶体管的直流放大系数) 所以有 Uec=(Iec/β)*R1 图的右边 Uec=Rec*Iec 由于左右图互相等效所以有 Rec*Iec=(Iec/β)*R1 得 Rec=R1/β 两滤波器的滤波性能一般用 R 与 C 的乘积来衡量,所以有: R1*C1=Rec*C1'=(R1/β)*C1' C1=C1'/β 由上式可知,电子滤波器所需的电容 C1 比一般 RC 滤波器所需电容少 β 倍.打个比方设晶体管的直流放大系数 β=100,如果用一般 RC 滤波器所需电容容量为 1000μF,如采用电子滤波器那么电 容只需要 10μF 就满足要求了.场效应管 现在越来越多的电子电路都在使用场效应管,特别是在音响领域更是如此,场效应管与晶体管 不同,它是一种电压控制器件(晶体管是电流控制器件),其特性更象电子管,它具有很高的输入阻 抗,较大的功率增益,由于是电压控制器件所以噪声小,其结构简图如图 C-a. 场效应管是一种单极型晶体管,它只有一个 P-N 结,在零偏压的状态下,它是导通的,如果在其栅极(G)和源极(S)之间加上一个反向偏压(称栅极偏压)在反向电场作用下 P-N 变厚(称耗尽区) 沟道变窄,其漏极电流将变小,(如图 C1-b),反向偏压达到一定时,耗尽区将完全沟道"夹断",此 时,场效应管进入截止状态如图 C-c,此时的反向偏压我们称之为夹断电压,用 Vpo 表示,它与栅极 电压 Vgs 和漏源电压 Vds 之间可近以表示为 Vpo=Vps+|Vgs|,这里|Vgs|是 Vgs 的绝对值. 在制造场效应管时,如果在栅极材料加入之前,在沟道上先加上一层很薄的绝缘层的话,则将 会大大地减小栅极电流,也大大地增加其输入阻抗,由于这一绝缘层的存在,场效应管可工作在正 的偏置状态,我们称这种场效应管为绝缘栅型场效应管,又称 MOS 场效应管,所以场效应管有两种 类型,一种是绝缘栅型场效应管,它可工作在反向偏置,零偏置和正向偏置状态,一种是结型栅型 效应管,它只能工作在反向偏置状态. 绝缘栅型场效应管又分为增强型和耗尽型两种,我们称在正常情况下导通的为耗尽型场效应管, 在正常情况下断开的称增强型效应管.增强型场效应管特点:当 Vgs=0 时 Id(漏极电流)=0,只有当 Vgs 增加到某一个值时才开始导通,有漏极电流产生.并称开始出现漏极电流时的栅源电压 Vgs 为 开启电压. 耗尽型场效应管的特点,它可以在正或负的栅源电压(正或负偏压)下工作,而且栅极上基本无栅 流(非常高的输入电阻). 结型栅场效应管应用的电路可以使用绝缘栅型场效应管,但绝缘栅增强型场效管应用的电路 不能用结型 栅场效应管代替.可控硅二极管 可控硅在自动控制控制,机电领域,工业电气及家电等方面都有广泛的应用.可控硅是一种有源 开关元件, 平时它保持在非道通状态, 直到由一个较少的控制信号对其触发或称"点火"使其道 通, 一旦被点火就算撤离触发信号它也保持道通状态, 要使其截止可在其阳极与阴极间加上反向 电压或将流过可控硅二极管的电流减少到某一个值以下. 可控硅二极管可用两个不同极性(P-N-P 和 N-P-N)晶体管来模拟,如图 G1 所示.当可控硅的栅 极悬空时,BG1 和 BG2 都处于截止状态,此时电路基本上没有电流流过负载电阻 RL,当栅极输入 一个正脉冲电压时 BG2 道通,使 BG1 的基极电位下降,BG1 因此开始道通,BG1 的道通使得 BG2 的基极电位进一步升高,BG1 的基极电位进一步下降,经过这一个正反馈过程使 BG1 和 BG2 进入 饱和道通状态. 电路很快从截止状态进入道通状态, 这时栅极就算没有触发脉冲电路由于正反馈 的作用将保持道通状态不变. 如果此时在阳极和阴极加上反向电压, 由于 BG1 和 BG2 均处于反向 偏置状态所以电路很快截止,另外如果加大负载电阻 RL 的阻值使电路电流减少 BG1 和 BG2 的基 电流也将减少, 当减少到某一个值时由于电路的正反馈作用, 电路将很快从道通状态翻转为截止 状态,我们称这个电流为维持电流.在实际应用中,我们可通过一个开关来短路可控硅的阳极和 阴极从而达到可控硅的关断.。
15阻抗匹配和调谐-集总元件
对振荡器，消除或减小频率牵引，保证振荡器正常工
作.
阻抗匹配网络设计的基本要求
复杂性——在满足特性要求的基础上，尽可能简单； 工作带宽——完全的无反射只能在点频上实现，在整 个工作频带内只能使反射降低到可以容许的范围。即 反射损耗在全频带内低于某一值；
可实现性——考虑传输线的特点、工艺水平等；
阻抗匹配的基本思想
——将阻抗匹配网络放在负载和传输线之间，使从传输线 向匹配网络看去的输入阻抗与传输线特征阻抗相等或接 近，达到消除或减小反射损耗的目的。
阻抗匹配和调谐的重要性
减小反射损耗，保证最大功率传输
改进系统信噪比，提高接收系统的灵敏度 在功率分配网络（如定向耦合器、巴伦等）中，降低 振幅和相位误差
可调性——调谐结构、调谐方式。
特点
体积小、重量轻，特别适合微波集成电路 工作频段内，元件值基本不随频率变化，比分立元件带宽宽来自损耗大，功率容量低
5.1.1 解析解法
基本思路
第一种情况 由右图，有
1 RL jX L jB 1 RL jX L jB
Z in1
即
RL jX L Z in1 Z0 jX1 jRL B (1 X L B)
令上式的实部和虚部分别相
等，可以求出并联电导和串 联电抗，即
B
2 2 X L RL Z 0 RL XL Z 0 RL
R X
2 L
2 L
(5.3a )
X X1
Z 1 X L Z0 0 (5.3b) B RL BRL
第二种情况
由右图，有
Yin1
1 Y0 jB1 RL j( X L X )
网络匹配和调谐-传输线理论的典型应用
6.2 传输线谐振器
——各种长度和各种端接的传输线
终 端 开 路
无耗
Zin jZ0 tan l
无耗 Zin jZ0 cot l
有耗 Zin Z0 tanh j l 有耗 Zin Z0 coth j l
串联谐振电路
并联谐振电路
Zin
R
j2L
R
j 2RQ 0
Zin
1
R
定向耦合器等效成四端口网络
S11 S12 S13 S14
S
S21
S31 S41
S22 S32 S42
S23 S33 S43
S24
S34 S44
——16x2个自由度
26
《微波工程》
* 通过适当选择端口的参考面得到定向耦合器的两种特殊的选择
0 j 0
S
0
0
j
j 0 0
1 2
Zin
I
2
1 2
Zin
V Zin
1 2
I
2
R
jL
j1
C
18
《微波工程》
6.1.2 并联谐振电路
用集总元件表示的输入阻抗和输入功率
➢ 输入阻抗
1
Zin
1 R
1
j L
jC
➢ 输入功率
Pin
1 VI 2
1 2
Zin
I2
1V 2
2
1 Zin
1 2
V
2
1 R
j
L
jC
19
《微波工程》
28
《微波工程》
7.2.2 电阻性分配器 ——等分功率分配器
* 电阻性功率分配器是一个各端口都匹配的互易有耗三端口网络，有一半功 率消耗载电阻上
阻抗匹配和调谐
14
§5.1 分立元件匹配网络
例题 已知带宽放大器需要一个 π形网络，要求该网络将 Z L = (10 − j10)Ω 的负载阻抗变换成 Z in = (20 + j40)Ω 的输入阻抗，匹配网络具有最 小的节点品质因数，且匹配频率点为 f 0 = 2.4 GHz ，计算匹配 网络的各个元件值。 解：由于负载阻抗和输入阻抗 都是固定的，因此待求匹配网 络的品质因数不可能低于Z L 和 Z in 点所对应的最小 Qn 值。又因 为Qn 的最小值可根据输入阻抗点 Q 确定： n = X in / Rin = 40 / 20 = 2 。 右图给出了在Qn = 2 条件下采用 Smith圆图设计 π 形匹配网络的 情况。
具有最小 Qn 值的 π 形匹配网络设计
15
§5.1 分立元件匹配网络
在设计过程中，我们采用了与上一个例题相似的方法。 首先，在Smith圆图中画出等电导圆 g = giw 并找到该圆与等值 线Qn = 2的交点，将该点记为B点。然后找到等电导圆 g = g L与 过B点的等电阻圆的交点，并记为A点。将Smith圆图中的相 应点变换成实际的电容和电感就可以解出所求网络元件。电路 结构如下图所示：
由传输线和电容构成的匹配网络
18
分布参数匹配网络设计
§5.2 微带线匹配网络
5.2.2 单节短截线匹配网络 完全取消所有分立元件来实现电路网络匹配的情况，有两 种拓扑结构：一种是负载与短截线并联后再与一段传输线相连 如下图(a)所示；另一种是负载与串联传输线相连后再与一段短 截线并联，如下图(b)所示。
2 T 2 T
(
)
（5）
1 RA (1 − BC X T ) XL = − − XA BC BC X T
微波工程-第5章阻抗匹配和调谐
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
阻抗匹配的基本思想
——传输线理论的典型应用
微波工程基础
匹配网络
负载
第五章
阻抗匹配和调谐
* 理想的匹配网络是无耗的。 * 最常见的匹配网络是将负载变换成传输线的特征阻抗——行波匹配 * 除了行波匹配外，常用的还有共轭匹配，最佳噪声匹配…… * 只要负载阻抗的实部不为零，就能找到各种各样匹配网络。
t tan l
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t
t
B2
Y0
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t G LY0
GLt
间距为λ/4
双支节匹配器的禁用区（盲区）
开路线 的长度 短路线 的长度
lo1
B 1 arctan 1 2 Y0
L节匹配网络的圆图解——精确?
RL Z 0
X 0 B0 X 0
或
1 1 jx
B0
Z1 Y1
y1 yL z1
1 jx
或
Y1 Z1
B 0
1 1 jx
X 0
z1 zL
y1
1 jx
B 0
X 0
zL y1 z1
导纳圆
阻抗圆
阻抗圆
z1
例题5.5——四分之一波长变换器的带宽
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
5.5 小反射理论
单节变换器
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对振荡器，消除或减小频率牵引，保证振荡器正常工
作.
阻抗匹配网络设计的基本要求
复杂性——在满足特性要求的基础上，尽可能简单； 工作带宽——完全的无反射只能在点频上实现，在整 个工作频带内只能使反射降低到可以容许的范围。即 反射损耗在全频带内低于某一值；
可实现性——考虑传输线的特点、工艺水平等；
令上式的实部和虚部分别相
等，可以求出并联电导和串 联电抗，即
B
2 2 X L RL Z 0 RL XL Z 0 RL
R X
2 L
2 L
(5.3a )
X X1
Z 1 X L Z0 0 (5.3b) B RL BRL
第二种情况
由 jB1 RL j( X L X )
可调性——调谐结构、调谐方式。
特点
体积小、重量轻，特别适合微波集成电路 工作频段内，元件值基本不随频率变化，比分立元件带
宽宽
损耗大，功率容量低
5.1.1 解析解法
基本思路
第一种情况 由右图，有
1 RL jX L jB 1 RL jX L jB
Z in1
即
RL jX L Z in1 Z0 jX1 jRL B (1 X L B)
由此得到
X RL Z 0 RL X L (5.6a )
B B1
Z0 RL
Z0
RL
(5.6b)
基本思路
——通过串联和并联电 抗元件，将输入阻抗变到 SMITH圆图的匹配点—— 原点.
阻抗匹配的基本思想
——将阻抗匹配网络放在负载和传输线之间，使从传输线 向匹配网络看去的输入阻抗与传输线特征阻抗相等或接 近，达到消除或减小反射损耗的目的。
阻抗匹配和调谐的重要性
减小反射损耗，保证最大功率传输
改进系统信噪比，提高接收系统的灵敏度 在功率分配网络（如定向耦合器、巴伦等）中，降低 振幅和相位误差