反激电源多路输出交叉调整率得的问题
电源小贴士：同步整流可改善反激式电源的交叉调整率
电源小贴士：同步整流可改善反激式电源的交叉调整
率
当选择一个可从单电源产生多输出的系统拓扑时，反激式电源是一个明智的选择。
由于每个变压器绕组上的电压与该绕组中的匝数成比例，因此可以通过匝数来轻松设置每个输出电压。
在理想情况下，如果调节其中一个输出电压，则所有其他输出将按照匝数进行缩放，并保持稳定。
然而，在现实情况中，寄生元件会共同降低未调节输出的负载调整。
在本电源小贴士中，我将进一步探讨寄生电感的影响，以及如何使用同步整流代替二极管来大幅提高反激式电源的交叉调整率。
例如，一个反激式电源可分别从一个48V输入产生两个1 A的12V输出，如图1的简化仿真模型所示。
理想的二极管模型具有零正向压降，电阻可忽略不计。
变压器绕组电阻可忽略不计，只有与变压器引线串联的寄生电感才能建模。
这些电感是变压器内的漏电感，以及印刷电路板（PCB）印制线和二极管内的寄生电感。
当设置这些电感时，两个输出相互跟踪，因为当二极管在开关周期的1-D部分导通时，变压器的全耦合会促使两个输出相等。
图1该反激式简化模型模拟了漏电感对输出电压调节的影响。
现在考虑一下，当您将100 nH的漏电感引入变压器的两根二次引线，并且将3μH的漏电与初级绕组串联时，将会发生什幺。
这些电感可在电流路径中建立寄生电感，其中包括变压器内部的漏电感以及PCB和其他元件中的电感。
当初始场效应晶体管（FET）关断时，初始漏电感仍然有电流流动，而次级漏电感开启初始条件为0 A的1-D周期。
变压器磁芯上出现基座电压，所有绕组共用。
该基座电压使初级漏电中的电流斜降至0 A，并使次级漏电。
反激开关电源设计的几个难点(反激开关电源设计的几个实际问题)
漏极直接耦合到输 入端
分布电流从次级通过Y电容回到初级 没有Y电容时由于两个耦合电容不一样 ，共模电流会转变成差模
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谢谢！
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IC前沿消隐和关断延迟对设计的影响 （IC最小占空比）
短路电解电容 的漏极电压电 流波形。
最小占空比由 前沿消隐和关 断延迟时间组 成,如果此值太 大，将不能有 效保护MOS
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IC前沿消隐和关断延迟对设计的影响
黄色为C1电压，大约为290V，由 于初级电流很大，有更多的能量冲 入C1，D-S总电压也有可能过高
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蓝色为次级电流，此值很大 如果在整流管前面短路，不 要指望会保护你的电源
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关于变压器的几个问题
1. 窗口面积
IC前沿消隐和关断延迟对设计的影响 （关断延迟） 限流点
udt di = l LI B= N * Ae
设计的最大磁通密 度过高，在高压时 由于di很大，可能 引起启动或负载动 态时变压器饱和， 电感量越小时越严 重 前沿消隐
关断延迟
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D1用FR107时的D-S电压波形
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多路输出电源的交叉调整率设计
多路输出电源的交叉调整率设计PI ShenZhen什么是多路输出电源什么是多路输出电源？？•一个具有多个电压输出的电源一个具有多个电压输出的电源；；•很多方案都采用二次稳压的方式来满足输出稳压的要求很多方案都采用二次稳压的方式来满足输出稳压的要求。
您也可以这样做，但会增加整个系统的成本但会增加整个系统的成本；；•不采用二次稳压的话不采用二次稳压的话，，只使用单路反馈也可实现输出电压的稳压只使用单路反馈也可实现输出电压的稳压；；•可以认为电源有一个可以认为电源有一个““主”输出输出，，而其它输出认为是而其它输出认为是““辅助辅助””输出输出；；•交叉调整率是指根据不同的负载组合交叉调整率是指根据不同的负载组合，，“辅助”输出的稳压精度情况输出的稳压精度情况；；交叉调整率规格举例•如下为典型的规格要求–5V, 5%, 0.5A 至3A –12V, 10%, 0.1 至0.5A •上面的规格很容易满足上面的规格很容易满足，，因为–最小负载大于最大负载的5-10%–辅助输出的稳压精度为10%5V 精度12V精度如下为稳压精度的另一种表示方式(百分比)5V 精度(要求5%)12V 精度(要求10%)而另一路输出带最小负载时。
•电压已经很好地设定了中心值。
•两路输出精度均满足要求(5% 和10%)•现在如果要求12V 输出满足+/-5% 的精度，怎样改善调整率呢？双路反馈•双路反馈实际上在两路输出的稳压精度上进行了折中度上进行了折中；；•它不会同时改善两路的稳压精度它不会同时改善两路的稳压精度，，或者维持一路精度不变而提高另一路的精度精度。
一个理想的反激电源具有很好的交叉调整率输出电压不会随负载变化；；•输出电压不会随负载变化数值，，因而输出电压的数值取决于变伏特””数值•所有次级具有相同的所有次级具有相同的““圈数/伏特；压器次级的圈数以及输出整流管的电压降压器次级的圈数以及输出整流管的电压降；与理想电源相比，，电压的偏移仅由两个原因产生电压的偏移仅由两个原因产生：：•与理想电源相比–阻性损耗–漏感改善交叉调整率的设计诀窍•低的Vor ；•低的Krp 以降低峰值电流以降低峰值电流；；•绕组间紧密的耦合绕组间紧密的耦合；；•对于低压输出采用铜箔绕制对于低压输出采用铜箔绕制。
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计引言开关电源的输出是直流输入电压、占空比和负载的函数。
在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变化，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。
电流模式的开关电源有连续电流模式(CCM)和不连续电流模式(DCM)两种工作模式。
连续电流模式由于有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增加时输出电压有下降趋势，经若干周期后最终校正输出电压，可能造成系统不稳定。
因此在设计反馈环时要特别注意避开右半平面零点频率。
当反激式开关电源工作在连续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压升高时，传递函数的增益变化不明显。
当由于输入电压增加或负载减小，开关电源从连续模式进入到不连续模式时，右半平面零点消失从而使得系统稳定。
因此，在低输入电压和重输出负载的情况下，设计反馈环路补偿使得整个系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。
1 反激式开关电源典型设计图l是为变频器设计的反激式开关电源的典型电路，主要包括交流输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有PWM控制器、MOS管、变压器及整流二极管组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。
其中PWM控制芯片采用UC2844。
UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的振荡器(能进行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差放大器、电流取样比较器。
开关电源设计输入参数如下：三相380V工业交流电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin 为250V进行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。
当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作情况下，设计开关电源工作在连续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。
设计的开关电源参数如下：变压器的原边电感Lp=4．2mH，原边匝数Np=138；5V为反馈输出端，U5V=5V，负载R5=5Ω，匝数N5V=4，滤波电容为2个2200μF／16V电容并联，电容的等效串联电阻Resr=34mΩ；24V输出的负载R24=24Ω，匝数N24V=17；15V输出的负载R15=15Ω，匝数N15V=1l；一1 5V输出的负载R-15V=15Ω，匝数N-15V=11。
反激电路多路输出的原理-概述说明以及解释
反激电路多路输出的原理-概述说明以及解释1.引言1.1 概述概述:反激电路是一种常用的电子电路，它采用磁性元件和电容器来实现能量转换和电流输出。
它具有简单、可靠、高效的特点，广泛应用于电力电子领域。
传统的反激电路只能实现单路输出，而随着电子设备的发展和多功能需求的增加，对于反激电路实现多路输出的要求也越来越迫切。
所谓多路输出，指的是在同一个反激电路内实现多个电流或电压的输出。
这些输出可以是相同的或者不同的，根据具体的应用需求来设计。
多路输出可以提供更多的电力输出能力，满足多种不同负载的需求，同时减少电路的体积和成本，提高系统的整体性能。
本文的主要目的就是介绍反激电路多路输出的原理，并探讨其在实际应用中的需求和应用场景。
我们将深入研究反激电路的基本原理，分析多路输出的需求和应用场景，以及详细讨论反激电路多路输出的实现原理。
同时，我们还会对反激电路多路输出的发展前景进行展望，并提出未来研究方向和建议，以期为相关领域的研究和应用提供有益的指导和借鉴。
文章结构部分的内容应该包括本文的组织结构和各个章节的简要介绍。
以下是文章结构部分的内容示例：1.2 文章结构本文主要分为引言、正文和结论三个部分。
- 引言部分概述了本文要研究的问题，以及文章的目的和重要性。
- 正文部分分为三个章节，分别介绍了反激电路的基本原理、多路输出的需求和应用场景，以及反激电路多路输出的实现原理。
- 结论部分对本文的研究内容进行总结，并展望了反激电路多路输出的发展前景。
同时提出了未来研究方向和建议。
通过以上结构，本文将全面介绍反激电路多路输出的原理，从理论到实践，为读者提供了系统的知识和综合的观点。
接下来，我们将逐一介绍各个章节的内容。
1.3 目的本文的主要目的是探讨和解释反激电路多路输出的原理。
通过对反激电路的基本原理进行介绍，了解其在电子电路中的应用。
随后，针对多路输出的需求和应用场景进行分析，进一步了解多路输出的实际需求和应用领域。
反激电源多路输出交叉调整率得的问题
反激电源多路输出交叉调整率得的问题Company Document number：WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。
理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。
由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。
这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。
理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。
文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。
如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。
相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。
另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。
具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。
为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。
在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。
很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：1.次级漏感，这是明显的；2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显着。
反激多路输出
IMPROVING CROSS REGULATION OF MULTIPLE OUTPUT FLYBACK CONVERTERSJOE MARRERO Principal EngineerPower Management Applications National Semiconductor 2900 Semiconductor Drive, Santa Clara, CA 95052-8090( 408 ) 721-3183AbstractCross regulation has been a serious limitation in using Flyback converters with multiple outputs. This paper shows a simple technique which minimizes the problem by adding small external inductors. These inductors are used to control the rate at which the secondary current will change when the switch turns off. By controlling the rate of change, both line and load cross regulation will improve considerable .Introduction Theoretically cross-regulation in a flyback converter should be better then that of a forward converter, since an additional magnetic (inductor) is needed for the forward converter. In practice this is not the case. Due to the storing of energy during the on time, Ton, the input current will reach some maximum peak, Ip, at the end of Ton.This current will be transferred to the secondary when the power switch is turned “off’”. The important point in understanding the cross-regulation is how this transferred current is shared between the secondaries. It will be shown that initially the majority of the current will be transferred to the output which has the smallest leakage inductance. If this output is not used by the feedback to control the PWM then peak detection will occur. If this output is used as the feedback then the duty cycle will be reduced, which in turn will reduce the other outputs.改善多路输出反激变换器的交叉调整率乔 马雷罗首席工程师电源管理应用国家半导体(地址)在多路输出反激变换器的应用中，交叉调整率是一个重要的限制因素。
多路输出电源,能量分配与输出精度
多路输出电源，能量分配与输出精度
反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法，理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的，文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。
如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。
相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。
另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。
具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。
为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。
在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。
很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢？
原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=5.4uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：
1.次级漏感，这是明显的；
2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显著。
改进方法：1。
多路输出反激式电源电磁兼容问题研究
开关电源开关电源中的功率半导体器件的开关频率较高（从几十kHz到数MHz），功率开关管的高速开关动作，不可避免地导致严重的EMI。与此同时，现代开关电源的功率密度急剧提高，电源内部的电磁环境越来越复杂，比如在电源系统内有多个子系统的场合，多个子系统电源之间的电磁兼容问题就更加的突出。因此，为了提高大功率逆变器的抗干扰性及可靠性，必须重视电源系统的电磁兼容性设计。
2）作为大功率逆变器的一个子系统，辅助电源还会受到逆变器主功率电路发出的高频电磁噪声辐射。辐射能量很可能通过多种途径进入辅助电源，干扰电路正常工作。
3 EMC设计对策
在进行EMC设计时，考虑到反激式多路输出电源电磁干扰以及电源包括两组子系统的特点，EMC设计应贯穿于实验、设计、调试的始终，包括项目设计前预先考虑到的措施，实验中遇到问题后有针对性地采取的措施，以及经过比较的其它方案。
2）采用RCD缓冲电路，吸收变压器原边漏感产生的尖峰，减小MOS管的应力，同时减小EMI。当开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上来，然后由电阻R将这部分能量消耗。图7（a）及图7（b）分别为加入吸收电路前后开关管漏源电压波形，实验结果表明该电路可进一步吸收漏感Lp（线路寄生电感）和开关管结电容形成的电压尖峰。
，在交流进线端并联高频CBB电容Ca（2.2nF）和压敏电阻(VSR)对瞬态电压进行箝位。
除了对电路采取局部屏蔽措施外，在调试过程中还使用了整体屏蔽罩，以降低辅助电源子系统对外界的电磁辐射干扰。接入屏蔽罩的输入、输出引线（屏蔽线）应当尽量短，并且要妥善接地。
3.5 减弱电压瞬变和电流瞬变
3.3 减弱公共阻抗传导耦合
减弱公共阻抗传导耦合，就是仔细布线以避免两电气回路的公共阻抗部分。其中尤为重要的是地线的铺设，要遵循“模拟部分地和数字部分地分开，功率部分地和控制部分地分开”的原则在实际铺设中采取了“星状地”形式，，避免使用环形地。所谓“星状地”是指不同回路地单独走线，最后汇集到一点O。O点通常是去耦电容或者滤波电容的阴极。比如在控制芯片周围，驱动回路的地单独从控制芯片的去耦电容（O1点）出发，连接到输入端滤波电容处（O2点），而MOS管源极功率部分引线也直接接入O2点。电压和电流反馈信号的地线均单独接入星状点O1。
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案随着科技的迅猛发展和人们对电子产品性能要求的不断提升，多路输出电源交叉调整率的问题日益凸显。
在这种背景下，研究人员们提出了一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案，为今后电子产品的设计和制造提供了重要的参考和借鉴价值。
本文将就该解决方案进行深入探讨，旨在为读者提供全面、深入和高质量的了解。
1. 背景介绍随着移动互联网、物联网等新兴领域的迅速发展，对电子产品的性能要求越来越高。
在多路输出电源中，交叉调整率是一个至关重要的参数，它反映了各路输出电压之间的相互影响程度。
传统的调整方式往往存在不足，难以满足现代电子产品对精密度和稳定性的要求。
亟需一种新型的解决方案来改善多路输出电源的交叉调整率。
2. 问题分析多路输出电源存在交叉调整率问题的主要原因在于各路输出电压之间存在耦合效应，变化一路输出电压会对其他路输出电压产生不同程度的影响。
这种交叉调整率不仅会降低电子产品的性能和稳定性，还会增加产品的能耗和热量，对产品的可靠性和安全性造成潜在威胁。
3. 解决方案介绍新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案主要包括以下几个方面：(1) 创新的电路设计通过对多路输出电源的电路结构进行重新设计和优化，采用新型的耦合抑制技术和反馈控制策略，有效降低各路输出电压之间的耦合效应，从而改善交叉调整率。
(2) 高效的软件算法引入先进的软件算法，对多路输出电源进行智能控制和精准调节，提高系统的稳定性和响应速度，减小交叉调整率的影响。
(3) 精密的元器件选择选用高品质的电子元器件，如低漏感电感、高稳定性电容等，以提高系统的抗干扰能力和精密度。
4. 应用前景和个人观点新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案为电子产品的发展带来了新的机遇和挑战。
在未来，该技术将有望广泛应用于移动通信设备、医疗器械、智能家居等领域，为人们的生活带来更便捷、更高效的体验。
反激式开关电源的优点和缺点
反激式开关电源的优点和缺点1 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。
反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。
即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。
反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。
由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。
特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断续，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差。
2 反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。
由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立即对输出电压或电流产生反应，而需要等到下一个周期事，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事情进行反应，即改变占空比，因此，反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。
有时，当负载电流变化的频率和相位与取样、调宽控制电路输出的电压的延时特性在相位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动，这种情况在电视机的开关电源中最容易出现。
3 反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低。
反激式开关电源变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器的初级线圈的电流过大，容易产生磁饱和。
另一方面是因为变压器的输出功率小，需要通过调整电压器的气隙和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量的大小。
因此，反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，从而会降低开关电源变压器的工作效率，并且漏感还会产生反电动势，容易把开关管击穿。
改善多路输出电源负载交错性能
改善多路输出电源负载交错性能
目前，多路输出电源普遍采用针对一路输出进行闭环的PWM控制方式，而其他的辅助输出采用间接稳压方式。
由于只对主输出进行闭环控制，占空比的改变对辅助输出的负载影响较大，尤其是从轻载到满载变化时，交叉调节的性能变差（通常5%）。
如果对未闭环的辅助输出进行二次稳压（如线性稳压），则电路复杂，效率降低。
对于两路输出DC/DC模块，大多采用正负电压联合采样技术，但对于负载不对称的用电环境下交叉调节性能变差。
为了改善负载交错性能，国外有些公司只研发单路输出模块，然后由用户对模块进行组合，实现多路输出稳压，这样也可提高效率。
多年来，国外对多路输出电源进行了较深入的研究。
但是，在文献中进行数学模型建立，数学推导、分析的较多，其中，对正向变换器多路输出耦合电感对交叉调节性能的影响也有一些一般性的结论，而对具体问题的详细分析和研究的文献则不多。
本文采用200kHz矩形脉冲对两个结构完全相同的控制单元进行脉冲前沿同步，降低电磁干扰（EMI）。
采用新一代BICMOS电流型控制技术，提高了系统稳定性，降低了控制电路的静态工作电流和启动电流，大大改善了多路输出电源负载交错性能。
特别适合不对称负载的场合或对称负载的场合。
双路输出双闭环控制DC/DC变换器采用了两组DC/DC变换器并行工作方式，且均由脉冲发生器产生200kHz矩形脉冲来控制。
两组变换器的驱动器和脉宽调制器（PWM）使用的常数是相同的，两组MOSFET的栅-源级波形的前沿同时开启。
这种结构并行工作的特点如下：
1）与目前国内外普遍采用的联合采样，脉宽调制型DC/DC模块相比，。
反激电源多路输出交叉调整率得的问题
反激电源多路输出交叉调整率得的问题反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。
理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。
由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在T on结束时达到峰值Ip。
这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。
理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。
文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。
如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。
相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。
另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。
具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。
为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。
在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。
很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢？原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=5.4uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：1.次级漏感，这是明显的；2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显著。
改进方法：1.变压器工艺，让功率比较大，电压比较低的绕组最靠近初级，其漏感最小，电压比较高，功率比较小的远离初级，这样就增加了其漏感。
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
随着现代技术芯片的复杂度不断增加，对于多路输出电源的交叉调整
率的要求也越来越高，必须以越来越低的误差率获得更高的准确性，从而
实现更加可靠的系统性能。
我们在此提出一种新型的改善多路输出电源交
叉调整率的解决方案：双电压调节率。
双电压调节率的方案如下所示：首先，采用一个控制芯片，控制电源
输出的电压，根据电压的大小，设计不同的电流。
同时，根据采用的控制
芯片，分别设计高压和低压的电流。
在调节电压的过程中，当高压和低压
的电流随电压的变化而变化时，交叉调整率会随之变化，这样就可以实现
更低的交叉调整率。
另外，可以通过选择适当的电阻值来控制电源输出的电压，由此可以
实现较高的精度，进而改善交叉调整率。
在改变电流的同时，也可以调节
电压，达到更高的精度，这样可以改善多路输出电源的交叉调整率。
此外，在使用双电压调节率的方案时，由于电流的变化在一定范围内，因此可以实现较低的功耗。
而且，相比一般的调节方案，双电压调节率可
以提高系统的可靠性。
总之，新型的双电压调节率的方案可以有效改善多路输出电源的交叉
调整率，可以获得较高的精度。
多路输出反激式开关电源设计要点
多路输出反激式开关电源设计要点多路输出反激式开关电源设计摘要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。
完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。
合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。
开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。
关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化Design of Multi-output Flyback Switching Power SupplyAbstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final.The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet the design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance.Keywords: switch power supply；flyback；UC3844；Modular目录1 概述 01.1 课题研究背景与意义 01.2 课题设计内容 02 反激式开关电源系统分析 02.1 反激变换器工作原理分析 02.2 控制电路分析 (2)2.3 系统整体架构 (4)3系统设计 (5)3.1 变压器设计 (5)3.2 控制芯片选择 (11)3.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算 (13)3.4 缓冲吸收电路 (17)3.5 前置保护电路 (18)3.6 EMI滤波电路选择与设计 (18)3.7 输入整流滤波电路 (19)3.8 反馈电路设计 (21)3.9电流检测和过流保护电路 (22)3.10 软启动电路 (23)3.11 MOS管瞬态抑制保护电路 (24)4 系统调试 (24)4.1 硬件调试 (24)4.2 空载输出电压波形测量 (25)4.3 纹波测量与分析 (25)5 结束语 (29)参考文献 (30)致谢 (31)附录 (32)附录1 多路输出反激式开关电源原理图 (34)附录2 多路输出反激式开关电源PCB图 (35)附录3 多路输出反激式开关电源系统元器件清单 (36)多路输出反激式开关电源设计1 概述1.1 课题研究背景与意义随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电力电子设备都离不开可靠的电源，其供电一般采用开关电源。
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
摘要：本文介绍了一种新型的改善多路输出电源负载交叉调制率无源解决方案，分析了其工作原理，并对电路的工作过程进行了解析。
关键词：开关电源、多路输出、交叉调整率。
0 引言多路输出的开关电源因其体积小、性价比高广泛应用于小功率的各种复杂电子系统中。
然而伴随着现代电子系统发展，其对多路输出电源的要求越来越高，如体积、效率、输出电压精度、负载能力（输出电流）、交叉调整率、纹波和噪声等。
其中，交叉调整率是指当多路输出电源的一路负载电流变化时整个电源各路输出电压的变化率，是考核多路输出电源的重要性能指标。
受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等影响，多路输出电源的交叉调整率一直以来是多路输出开关电源的设计重点。
目前改进交叉调整率的方法可分为无源和有源两类。
有源的方法需要增加额外的线性稳压或开关稳压电路，虽然可以得到较高的交叉调整率,但却是以牺牲电源的效率、成本为代价的，且从可靠性和复杂性也不如无源的方法好。
提起无源交叉调整率优化方法，有经验的工程师首先会想到输出电压加权反馈控制，其次如果选用反激电路还会通过优化变压器各绕组耦合以及优化嵌位电路来进一步优化交叉调整率，如果选用的是正激电路则会将各路输出滤波电感耦合在一起来进一步优化交叉调整率。
可是当以上优化措施均已采用了，还是无法满足设计要求时，通常只好无奈地添加假负载用效率来换取交叉调整率，或改选为成本较高的有源的优化设计方案。
下面介绍一种TDK-Lambda公司新型的改善多路输出交叉调整率的解决方案，此方案可以使得用无源方法进一步提高交叉调整率。
1 工作原理如图1所示，对于匝数相等的两个输出绕组（Ns1=Ns2），我们在两个跳变的同名端跨接一个电容C1，这样可以很好地改善交叉调整率。
图1对于图1所示的反激变换器，考虑其各绕组的漏感，可等效为图2所示电路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分别绕组Ns1、Ns2和Np的漏感。
图2由于Ns1=Ns2，在电源整个工作过程中，始终有Vs1=Vs2，所以电路可以等效为图3所示，其中Is1和Is2分别为流过绕组Ns1和Ns2的电流。
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反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。
理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。
由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。
这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。
理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。
文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。
如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。
相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。
另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。
具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。
为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。
在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。
很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢？
原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V3匝，漏感1uH，12V7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=5.4uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：
1.次级漏感，这是明显的；
2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显着。
改进方法：
1.变压器工艺，让功率比较大，电压比较低的绕组最靠近初级，其漏感最小，电压比较
高，功率比较小的远离初级，这样就增加了其漏感。
2.电路方法，电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感，人为
增加其漏感，这样电流的变化率就接近于主输出，电压就稳定。
3.电压相近的输出，如：3.3V、5V，按我们的解释其漏感应该差别很小，这时就要把
这两个绕组绕在同一层里面，甚至有时候5V要借用3.3的绕组，也就是所谓的堆叠绕法，来保证其漏感比。
另外有时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的，如半匝，当然半匝是有办法绕的，但半匝的绕法也是很危险的（可参考其他资料），这时我们可以通过二极管的压降来调整，如12V用7匝，5V用3匝，如果发现12V偏高，则12V借用5V的3匝，但剩下的4匝的起点从5V输出的整流管后面连接，则12V的整流管的压降为两组输出整流管的压降和，
如：0.5（5V）+0.7（12V）=1.2V，另外12V输出负载变化时，其电流必然引起5V整流管的压降变化，也就是5V输出变化，而5V的变化会通过反馈调整，这样也间接控制了12V。
多路输出反激变换器往往只对主输出采用闭环反馈稳压，而辅输出则开环不反馈。
当变压器为理想以及二极管压降可忽略时，在连续导通CCM模式下，多路输出反激变换器的主、辅输出的电压都比较稳定。
但由于变压器的非理想性(存在漏感以及线圈电阻)以及二极管压降不可忽略，当主、辅输出负载发生变化时，辅输出由于开环，其输出电压会发生较大变化，交叉调整率比较差。
对于多路输出的情况,通常只有输出电压低、输出电流变化范围大的一路作为主电路进行反馈调节控制,以保证在输入电压及负载变化时保持输出电压稳定。
理想情况下,辅助输出电压与主输出电压满足变压器匝数比的关系,即只要使主输出电压保持稳定,则辅助输出电压也能保持稳定。
但实际上由于受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等的影响,辅助输出电压随输出负载的变化而变化。
通常当主输出满载,辅助输出轻载时,辅助输出电压将升高;
而当主输出轻载,辅助输出满载时,辅助输出电压将降低。
这就是多路输出的负载交叉调整率问题。
目前,改进多路输出开关电源的交叉调整率的方法可分为无源和有源两类。
有源的方法(加后级调节控制)虽然具有高稳压精度,但电源的可靠性、效率和复杂性不如无源的方法好。
介绍了四种改善多路输出开关电源交叉调整率的无源设计方法:(详见林思聪的论文《改善多路输出开关电源交叉调整率的无源设计方法》)
1.输出电压加权反馈控制
利用加权的原理,把主输出电压和辅助输出电压按一定的权重比例进行取样反馈,从而使辅助输出电压也能像主输出电压一样,能够对占空比起到一定的调节作用,使辅助输出电压的变化得到一定程度的改善,从而提高输出电压的交叉调整率。
2.各路输出滤波电感的耦合
通过电感耦合,使多路输出电流变化量相互感应,改善电感电流脉动,从而保持多路输出电压间的比例关系,改善负载交叉调整率。
3.变压器各绕组耦合优化
对多路输出的电源,其输出阻抗直接决定了输出电压的变化,输出阻抗与各输出绕组间的漏感成正比,而初、次级绕组的耦合程度对输出阻抗也有很大影响,所以设计多路输出高频变压器要使各输出绕组间紧密耦合,且输出电流变化范围大的绕组(主输出绕组)与初级绕组要耦合的最好,这些都有利于提高交叉调整率
4.钳位电路的设计
漏感会导致变压器电压的尖峰,对于反激变换器,该尖峰会直接引起辅助输出轻载时输出电压的攀升。
如果能保持嵌位电压的大小略高于次级反射电压,则多路输出反激式开关电源的交叉调整率能得到极大的改进。