基于FSEZ1317A的恒压-恒流开关电源设计

其中， fL 为电网频率， tC 为整流二极管导通时间，通常取 tC =3ms，则有：
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2× 9.6× ( 1 − 3×10−3 )
VMIN @ A = (2 ×1962 ) −
2× 50 10 × 10−6
V = 251.8V
2 × 6.94 ×( 1 −3 ×10−3)
VMIN @B = (2 ×1962 ) −
= 0.2×
1 fS
= 0.2× 1 s = 4us 50k
tON @ B
= 1+
1 fS
− tOFF @ B
NS × VMIN @ B
1
− 4u
=
50k
1+ 1 × 259.1
= 2.86us
N P 0.7 ×VO + VF
15 0.7 × 4.8 + 0.4
由
L = u × ∆t = VMIN @ B × tON @ B
× ⎜⎜⎛1+ ⎝
NS NP
×
VMIN @ B 0.7 ×VO +VF
⎟⎟⎞ ⎠
=
1 fS
− tOFF @ B
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tOFF 的确定需要考虑 FSEZ1317A 的频率跳动（Frequency Hopping）及其误差，取 tOFF @ B
为开关周期的 20%，即：
则有：
tOFF @ B
CIN ( μF/Watt )
195VAC-265VAC(European)
1
90VAC-265VAC(Universal)
2-3
表 3 输入滤波电容典型取值
取 CIN =10 μF ，计算最小直流输入电压VMIN ：
VMIN =
(2
×
V2 ACMIN
)
−
2 × PIN
×( 1 2× fL CIN
− tC )
ηS@B
≅
η
S
@
A
×
0.7 ×VO 0.7 ×VO _ N
_N
+ VF
× VO _ N + VF VO _ N
PIN @ B
=
0.7 ×VO_ N × IO _ N η@ B
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PIN _ T @ B
=
0.7 ×VO _ N × IO_ N ηS@B
其中，VF 为输出整流二极管的正向压降，取VF =0.4V，代入相关数据可得：
基于 FSEZ1317A 的恒压-恒流开关电源设计
——@奔雷_红箭
1.确定变换器需求 VACMIN
、 VACMAX
、 VON
、
ION
及 V min O
AC 输入定为额定 230VAC，上下波动 15%；恒压模式额定输出电压为 4.8V；恒流模式 额定输出电流为 1.4A，其最小输出电压为恒压模式额定输出电压的 25%。
若取η@ A =70%，则：
2
2
ηS @ A ≅ η@ A 3 = 0.7 3 = 0.788
计算 A 点的总输入功率 PIN 和变压器输入功率 PIN _T ：
PIN @ A
=
VO _ N × IO _ N η@ A
= 4.8×1.4 W = 9.6W 0.7
PIN _ T @ A
=
VO _ N × IO _ N ηS@ A
= 4.8×1.4 W = 8.53W 0.788
为了使 FSEZ1317A 准确检测输出参数以实现恒流输出，必须保证电源在所有情况下都 处于非连续工作状态（DCM）。如图 1 所示，当输出电压降到额定电压的 70%时，FSEZ1317A
会主动将开关频率 fS 从 50kHz 降到 33kHz，以防止电源进入连续工作状态（CCM），因此 B
+ VO
=
375 + 4.8V = 29.8V
15
辅助绕组与二次绕组的匝比由 FSEZ1317A 的VDD 电压范围和恒流模式的最低电压决
定。当电源工作在恒流模式时，VDD 电压会随着输出电压的降低而降低，如下图所示：
图 4 VDD 和辅助绕组电压示意图
轻载时，由漏感引起的辅助绕组上的电压过冲可以忽略不计，VDD 电压可表示为：
点或 C 点是电源最容易进入连续工作状态的点。在设计变压器时，也就需要对 B 点和 C 点 的工作情况重点加以考虑。
当在恒流模式下输出电压降低时，电源的效率也会随之下降。电源在 B 点的效率和输 入功率可按下式进行计算：
η@B
≅
η@
A
×
0.7 ×VO 0.7 ×VO_ N
_N
+ VF
× VO _ N + VF VO _ N
即，
Input(VAC) VACMIN (VAC) VACMAX (VAC)
VO _ N (V)
IO _ N (A)
VO _ min (V)
230
196
265
4.8
1.4
1.2
表 1 变换器需求
输出特性如下图所示：
图 1 变换器输出特性
2.估算效率
为了优化功率级设计，在 A 点（额定输出电压电流）、B 点（70%额定输出电压）和 C 点（最小输出电压）运行的效率需要单独进行计算。
二次绕组反射电压，VOS 为一次绕组漏感感应电压。
通常，VOS 取VOR 的 1~1.5 倍，VDS _ max 取 BVDSS 的 75%~85%，如下图所示：
图 3 MOSFET 关断电压应力示意图
FSEZ1317A 内部 MOSFET 漏极-源极耐压值为 700V，即 BVDSS =700V。取VOS =VOR ，
2× 6.17
× 50kH = 2.22mH
在输出功率最大的 A 点处， I DS 及 MOSFET 导通时间达到最大值，即：
I DS _ PK =
2 × PIN _T @ A = LP × fS
2 × 8.53 A = 392mA
2.22m × 50k
tON @ A
= I DS _ PK
× LP VMIN @ A
5.设计变压器
图 5 tON 、 tD 和 tOFF 示意图
MOSFET 导通时间 tON 、输出整流二极管导通时间 tD 和不导通时间 tOFF 的定义如上图
所示。 如前所述，在设计变压器时，需要对 B 点和 C 点的工作情况重点加以考虑。在 B 点处，
有：
tON @ B
+ tD@B
=
tON @ B
首先需要估算满载运行情况下电源的整体效率，如果没有更精确的数据，可以按下表进
行估算：
输出电压
输入电压 90VAC-265VAC
输入电压 195VAC-265VAC
3.3V-6V
65%-70%
67%-72%
6V-12V
70%-77%
72%-79%
12V-24V
77%-82%
79%-84%
表 2 反激式开关电源典型效率表
+ VO
( ) BVDSS
> VDS _ max
= VMAX
+ VOR
+ VOS
= VMAX
+
NP NS
×
VO
+ VF
+ VOS
其中，VR 为输出整流二极管反向耐压值， VD _ max 为输出整流二极管最大反向电压应力，
BVDSS 为 MOSFET 漏极-源极耐压值，VDS _ max 为 MOSFET 漏极-源极最大电压应力，VOR 为
tON @C
=
LP
×
2 × PIN _T @C LP × fS
VMIN @C
2.22m × 2× 2.62
=
2.22m × 33k s = 2.2us
269.6
tOFF @C
=
1 fS
− tON @C
× ⎜⎜⎝⎛1+
NS NP
× VMIN @C VO _ min + VF
⎟⎞ ⎟⎠
= 1 − 2.2u × ⎜⎛1+ 1 × 269.6 ⎟⎞s
图 6 EE16 磁芯规格参数
图 7 PC40 锰锌铁氧体 B-H 曲线
为了防止磁芯出现饱和，通常将最大磁通密度设为 2500~3000 高斯。取最大磁通密度为 3000 高斯注，则可以计算出一次绕组匝数：
NP
=
LP × I DS _ PK B × Ae
×108
=
2.22m × 392m 3000× 0.192
PIN @C =
0.57
W = 2.95W
PIN _ T @C
=
0.25× 4.3×1.4 0.64
W
=
2.62W
3.确定 CIN ，VMAX ，VMIN
计算最大直流输入电压VMAX ：
VMAX = 2 ×VACMAX = 2 × 265V = 375V
按下表选择输入滤波电容:
Input Voltage
定义η 为整体效率，ηP 为初级效率，ηS 为次级效率，如下图所示：
图 2 变换器效率定义 第 1 页 共 15 页
η 、ηP 和ηS 通常有如下的关系：
1
2
ηP ≅ η 3 ,ηS ≅ η 3 (output voltage < 10V)
2
1
ηP ≅ η 3 ,ηS ≅ η 3 (outputBaidu Nhomakorabeavoltage > 10V)
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VDS _ max = 0.75× BVDSS ，则有：
VDS _ max = 375 + 2 ×VOR < 0.75× 700V
VOR < 75V
取VOR = 78V ，则：
n = NP = VOR = 78 = 15 NS VO +VF 4.8 + 0.4
VR
> VMAX n
( ) VDD
=
Na NS
×
VO
+ VF
− VFa
其中，VFa 为辅助绕组二极管的正向压降。
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重载时，由于漏感引起的辅助绕组上的电压过冲影响，实际VDD 电压会大于上式的计算
值，其最大值可表示为：
VDD _ max
=
Na NS
⎛ × ⎜⎜VO
⎝
+ VF
+
NS NP
×VOS
⎞ ⎟⎟ −VFa ⎠
×108
= 151
其中，一次电感 LP 的单位为亨利(H)，峰值电流 IDS _ PK 的单位为安培(A)，磁通密度 B
的单位为高斯( GS ),磁芯截面面积 Ae 的单位为 cm2 。
注：当铁氧体材料用于 30kHz 频率以下时，会出现最小的铜损耗超过磁芯损耗，因此使 用最大的磁通密度可以得到最大的（不是最优的）效率。增加磁通密度可减小匝数和铜损耗，
VDD _ max
=
Na NS
×
⎛ ⎜
4.8
+
0.4
+
1
× 78⎟⎞ − 0.7 <
24 ⇒
⎝
15 ⎠
Na NS
< 2.375
VDD _ min 2
=
Na NS
× ⎜⎛1.2 + 0.4 + 1 × 78⎟⎞ − 0.7 > 5.5 ⇒
⎝
15 ⎠
Na NS
> 0.91
为了降低 FSEZ1317A 的功耗，需要尽量降低VDD 的电压，因此取 Na NS = 1.77 。
∆i
2 × PIN _T @ B
( ) =
VMIN @ B × tON @ B 2 × PIN _T @ B
2
×
fS
VMIN @ B × tON @ B × fS
可求得一次电感值：
( ) LP
=
VMIN @ B × tON @ B 2 × PIN _T @ B
2
×
fS
=
(259.1× 2.86u)2
同理，可算出电源在 C 点的效率和输入功率：
η@C
≅
0.7 ×
0.25× 4.8 ×
0.25× 4.8 + 0.4
4.8 + 0.4 4.8
=
0.57
0.25× 4.8 4.8 + 0.4 ηS@C ≅ 0.788× 0.25× 4.8 + 0.4 × 4.8 = 0.64
0.25× 4.8×1.4
33k
⎝ 15 1.2 + 0.4 ⎠
= 3.39us > 3us
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tOFF @C 大于开关周期的 10%，考虑到频率误差也可以满足 DCM 要求。
对于 9.6W 的输入功率等级，EE16 磁芯是比较合适的选择，磁芯材料可以选择常用的 PC40 锰锌铁氧体。EE16 磁芯及 PC40 铁氧体材料的相关参数如下：
2 × 50 10 ×10−6
V = 259.1V
2 × 2.95 ×( 1 −3 ×10−3)
VMIN @C = (2 ×1962 ) −
2 × 50 10 ×10−6
V = 269.6V
4.确定变压器匝比
变压器一次与二次绕组的匝比需要根据下式进行选取：
VR
> VD _ max
=
NS NP
×VMAX
FSEZ1317A 正常工作的VDD 电压范围为 5.5V~24V，考虑到纹波电压的影响，轻载时VDD
最低电压增加 3V 的裕量，取VFa =0.7V，则辅助绕组与二次绕组的匝比需满足：
VDD _ min1
=
Na NS
× (4.8 + 0.4)− 0.7 > 5.5 + 3 ⇒
Na NS
> 1.77
= 392m × 2.22m s = 3.46us 251.8
tD@ A
=
tON @ A
× ⎜⎜⎛ ⎝
NS NP
× VMIN @ A VO + VF
⎟⎟⎞ ⎠
=
3.46u
×
⎛ ⎜
1
⎝ 15
×
251.8 ⎟⎞s 4.8 + 0.4 ⎠
= 11.17us
再根据以上计算的 LP 值验证 C 点的工作情况：
0.7 × 4.8 4.8 + 0.4 η@B ≅ 0.7 × 0.7 × 4.8 + 0.4 × 4.8 = 0.68
0.7× 4.8 4.8 + 0.4
ηS@B
≅
0.788 ×
× 0.7 × 4.8 + 0.4
4.8
= 0.763
PIN @B
=
0.7× 4.8×1.4 0.68
W
=
6.94W
0.7× 4.8×1.4 PIN _T @B = 0.763 W = 6.17W