反激式开关电源设计的思考(一到五)
反激电源设计分析和经验总结
由反激电源引起的一点儿分析开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。
反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。
原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。
正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。
按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。
半桥、桥式电路都属于正激电路。
正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。
一般在小功率场合可选用反激式。
稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。
大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。
反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。
在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。
本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。
输出功率大小与输出电压高低有关。
反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。
变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。
选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。
关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。
反激式开关电源电路分析
1、保险丝（FS1）：电流过大直接断开。
2、热敏电阻（RT1）：温度越高电阻越小。
为了防止上电瞬间电容充电插头处冒火花：由于初次上电温度低电阻大，实现了对开机浪涌电流的抑制。
3、安规电容（CX1）：（1）滤波作用；（2）当电容被击穿则电容内部断开，而一般电容则是短路。
4、扼流圈（TF1）：抑制高频干扰5、安全电阻（ZNR1）：防雷电作用；当输入很高电压时电阻变小，相当于在此处短路，从而保护了后面电路。
6、整流器：进行全波整流，输出220*1.4=308V约300V。
KBP206是600V/2A的整流桥，其内部包含四只二极管，中间两只引脚为交流输入，两边的引脚较长一些的为直流输出的正极，另一个为直流的负极。
注意观察桥堆引脚旁边应该印有符号。
7、EC1电容：滤波使电压输出稳定8、R1与R2：启动电阻；首次上电的时候给SD4870提供微弱电流进行启动。
当芯片首次启动后R1，R2可以不需要，直接用变压器的1,2提供。
9、快速恢复二极管（D5）：反向耐压1000V，由于变压器3点信号幅度是整流后电压的2倍多一点，因此D5用于漏感的释放。
10、R3与C5：吸收漏感11、D6：变压器1-2提供正向电压给芯片工作 12、变压器：电源输入端为初级，其他均为次级。
13、肖特基二极管（DD1）：具有反向恢复时间极短（可以小到几纳秒）；即二极管的导通与断开时间很快。
14、R15与C8：吸收电路辐射15、R9：假负载，可以不要。
16、EC4、L1、EC5：组成π型滤波，使输出纹波减小17、EC3：储能滤波 18、TL431：主要用于做基准源,反馈电压的设定：(R13/(R14+VR1)+1)*2.5=Vo当R13=7.5K的时候，输出最大值(7.5/1.5+1)*2.5=15V输出最小值(7.5/(1.5+1)+1)*2.5=10V19、C6与R12：电路补偿，防止电压立即改变。
如：当电压为12.5V 时不是让光耦立即输出进入7脚反馈，通过补偿电路使得有个缓冲过程。
反激式开关电源设计方法
反激式开关电源设计方法1.工作原理反激式开关电源是一种将线性变压器替换为变压器型电感器的开关电源。
它的工作原理是通过开关管周期性的打开和关闭，将直流电源的电能经过变压器转化为需要的输出电压。
当开关管打开时，电流从电源流入变压器进行储能；当开关管关闭时，储存在变压器中的电能会通过二次侧电容器得以释放，并输出到负载上。
2.主要组成部分(1)输入滤波电路：用来消除电源输入端的干扰信号，保证稳定的输入电压。
(2)整流电路：将交流输入电压转化为直流电压，常采用整流桥整流。
(3)激励电路：用来控制开关管的导通和关闭，以实现变压器的能量转移。
(4)变压器：用来完成电能的变换和隔离，将输入端的电能转换为所需的输出电能。
(5)输出电路：包括输出电容和输出滤波电路，用来滤除开关产生的高频脉冲，以得到稳定的输出电压。
3.设计要点在进行反激式开关电源设计时(1)确定输出电压和电流需求：根据实际应用需求，确定所需的输出电压和电流，并根据负载特性选择合适的功率等级。
(2)选择合适的开关管和变压器：根据负载需求和电路参数，选择合适的开关管和变压器，以保证输出电压和效率的要求。
(3)控制开关频率和占空比：根据负载要求和电路特性，选择合适的开关频率和占空比，以保证输出电压的稳定性和整体效果。
(4)进行热设计和保护措施：由于开关管会产生较高的温度，需要进行合理的热设计，同时添加保护电路，如过流保护、过温保护等，以保证电路的安全性和可靠性。
(5)进行EMC设计和测试：由于开关电源会产生较大的电磁干扰，需要进行EMC设计和测试，以满足相关的国际标准要求。
总结：反激式开关电源是一种常用的电源设计方案，其设计方法包括确定输出需求、选择合适的器件、控制开关频率和占空比、进行热设计和保护措施，以及进行EMC设计和测试。
通过合理的设计和选择，可以实现高效率、小型化的电源方案，满足各种电子设备的需求。
反激开关电源设计解析上
04
Y电容是指跨与L-G/N-G之间的电容器.
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X电容多选用耐纹波电流比较大的聚脂薄膜类电容。这种类型的电容,体积较大,但其允许瞬间充放电的电流也很大,而其内阻相应较小。 X电容容值选取是uF级，此时必须在X电容的两端并联一个安全电阻,用于防止电源线拔插时,由于该电容的充放电过程而致电源线插头长时间带电。 安全标准规定,当正在工作之中的机器电源线被拔掉时,在两秒钟内,电源线插头两端带电的电压(或对地电位)必须小于原来额定工作电压的30%。 作为安全电容之一的X电容,也要求必须取得安全检测机构的认证。X电容一般都标有安全认证标志和耐压AC250V或AC275V字样,但其真正的直流耐压高达2000V以上,使用的时候不要随意使用标称耐压AC250V或者DC400V之类的的普通电容来代用。
反激开关电源特点
在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电 压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以自行车充电器为例，详细讲解反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法。
共模磁芯的选择
从前述设计要求中可知，共模电感器要不易饱和，如此就需要选择低B-H（磁芯损耗与饱和磁通密度）温度特性的材料，因需要较高的电感量，磁芯的μi值也就要高，同时还必须有较低的磁芯损耗和较高的BS（饱和磁通密度）值，符合上述要求之磁芯材质，目前以铁氧体材质最为合适，磁芯大小在设计时并没有一定的规定，原则上只要符合所需要的电感量，且在允许的低频损耗范围内，所设计的产品体积最小化。 因此，磁芯材质及大小选取应以成本、允许损耗、安装空间等做参考。共模电感常用磁芯的μi约在2000~10000之间。
反激式开关电源电路设计
反激式开关电源电路设计首先，反激式开关电源的基本原理是利用开关管来开闭电源电流，从而实现电流的快速切换。
这样可以有效地提高电源的转换效率。
设计反激式开关电源的步骤如下：1.确定输出电压和电流要求：首先需要确定电源的输出电压和电流要求，这对于选取合适的电源电路和元器件非常重要。
2.确定输入电压范围：根据使用环境和应用需求，确定电源的输入电压范围。
通常情况下，反激式开关电源的输入电压范围为100V至240V。
3.选择开关管和变压器：选择合适的开关管和变压器是设计过程中的关键步骤。
开关管需要具有高效率和可靠性，变压器需要满足电源的输入输出要求。
4.设计开关电路：设计开关电路是反激式开关电源设计的核心部分。
开关电路的设计需要根据输入输出电压和电流的要求，选择合适的电感和电容元件，以及适当的反馈电路。
5.设计保护电路：设计反激式开关电源的过程中，需要考虑各种保护电路，以确保电源的安全和稳定性。
常见的保护电路包括过温保护、过压保护、过流保护等。
6.PCB布局和元件选型：进行PCB布局和元件选型是设计的最后一步。
在PCB布局中，需要考虑电源电路的稳定性和EMC（电磁兼容）的问题。
在元件选型过程中，需要考虑电压和电流的要求，以及元件的可靠性和成本。
设计完成后，需要对反激式开关电源进行测试和验证。
测试过程可以包括输入输出电压波形、效率和稳定性等方面的测试。
总之，反激式开关电源的设计需要考虑多个因素，包括输出电压和电流要求、输入电压范围、开关管和变压器的选择、开关电路和保护电路的设计、PCB布局和元件选型等。
只有综合考虑这些因素，并进行有效的测试和验证，才能设计出稳定、高效的反激式开关电源。
反激式开关电源设计的思考六
反激式开关电源设计的思考六（变压器设计实例）作者熊日期 2008-1 0-26 14:55:00?反激式开关电源设计的思考六??? －变压器设计实例? 已知条件：? 输入电压：DC:380V～700V? 输出电压：1) 5V／0.5A ????????????????????? 2) 12V／0.5A ???????????????????? ?3) 24V／0.3A? PWM控制论芯片选用UC2842，? 开关频率：50KHz? 效率η：80％? 取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到；? 算得Po＝5×0.5+12×0.5+24×0.3=15.7 W计算步骤：? 1、确定变比N???? N＝Np／Ns??? VoR = N(VO+VD)??? N＝VoR／(VO+VD)??? VoR取210V??? N＝210／(12+1)＝16.1 取16? 2.计算最大占空比Dmax? 3、选择磁芯? 计划选择EE型磁芯，因此ΔB为0.2T，电流密度J取4A/mm2 ? Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f)????? ＝2.51×103 （mm4）? 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知? 通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯? EE25磁芯的Ae＝42.2mm2=4.22X10-3m2? 4、计算初级匝数Np? 5、初级峰值电流:Ip? 6、初级电感量L? 7、次级匝数?? 1) 、12V取样绕组Ns：???? Ns＝Np/N?????? ＝250／16????? ＝15.625 取16匝?? 2）、计算每匝电压数Te：???? Te＝（Uo＋Ud）／Ns ?????? ＝（12＋1）／16 ?????? ＝0.8125?? 3）、7.5V匝数：???? N7.5V＝U／Te ????????? ＝（7.5＋0.5）／0.8125 ????????? ＝9.84取10匝?? 4）、24V匝数???? N24V＝U／Te ???????? ＝（24＋1）／0.8125 ???????? ＝30.7取31匝?? 5）、辅助绕组15V???? N15V＝U/Te ???????? ＝（15＋1）／0.8125 ???????? ＝19.7取20匝? 8、计算初级线径：?? 1）、计算电流有效值I?? 2）、计算线径d? 9、计算次级12V／5V线径：?? 1）、计算电流有效值I??? 2）、计算线径d?? 10、计算次级24V线径：?? 1）、计算电流有效值I?? 2）、计算线径d? 通过计算线径选择如下：??? 初级用0.18mm线绕；??? 12V和5V绕组用0.27mm的线双线并绕；??? 24V绕组用0.21mm线双线并绕；??? 辅助绕组15V用0.21mm线绕。
反激式开关电源的设计思路(附带设计图)
反激式开关电源的设计思路开关电源的思路：要实现输出的稳定的电压，先获取输出端的电压，然后反馈给输出端调控输出功率(电压低则增大输出功率，反之则减小)，终达到一个动态平衡，稳定电压是一个不断反馈的结果。
一、整体概括
下图是一个反激式开关电源的原理图。
输入电压范围在AC100V~144V，输出DC12V的电压。
二、瞬变滤波电路解析
市电接入开关电源之后，首先进入瞬变滤波电路(Transient Filtering)，也就是我们常说的EMI电路。
下图描述的是本次举例说明的瞬变滤波电路的电路图。
各个器件说明：
F1-->保险管：当电流过大时，断开保险管，保护电路。
CNR1-->压敏电阻：抑制市电瞬变中的尖峰。
R31、R32-->普通贴片电阻：给这部分滤波放电，使用多个电阻的原因是分散各个电阻承受的功率。
C1-->X电容：对差模干扰起滤波作用。
T2-->共模电感：衰减共模电流。
R2-->热敏电阻：在电路的输入端串联一个负温度系数热敏电阻增加线路的阻抗，这样就可以有效的抑制开机时产生的浪涌电压形成的
浪涌电流。
当电路进入稳态工作时，由于线路中持续工作电流引起的NTC发热，使得电阻器的电阻值变得很小，对线路造成的影响可以完全忽略。
三、整流部分
各个器件说明：
BD1->整流桥
L1、EC1、EC2->π型LC滤波电路，主要起的就是滤波，使输出的电流更平滑。
四、开关电源主体部分
开关电源的主题部分如下图：五、输出端滤波电路
下图是输出端滤波电路：。
准谐振反激式电源设计之探讨
准谐振反激式电源设计之探讨
准谐振反激式电源基于开关电源的工作原理，通过变换器来将输入电
压转换为所需的输出电压。
与传统的开关电源相比，准谐振反激式电源采
用了谐振技术，能够使开关管的开关损耗降低并提高转换效率。
同时，准
谐振反激式电源在输出电压波形方面更接近理想正弦波，减小了输出电压
的谐波含量。
在准谐振反激式电源的设计中，选择关键元件是非常重要的。
首先是
选取合适的开关管，一般采用功率MOSFET管。
这些MOSFET管具有较低的
导通压降和开通失真，能够提高电源的效率和稳定性。
其次是选取合适的
谐振电感和谐振电容，这些元件的选取需要考虑到工作频率、输出功率和
电源的效率等因素。
除了关键元件的选择，准谐振反激式电源的设计流程也是十分重要的。
设计流程一般包括以下几个步骤：确定输出电压和输出功率的要求，计算
开关管和谐振元件的参数，进行电路拓扑结构的选择，进行电路仿真和优化，最后进行实际电路的搭建和测试。
在进行电路仿真和优化时，可以使用一些专业的电路仿真软件，如PSPICE或SIMPLIS等。
通过仿真可以得到电路的工作性能参数，对电路
进行优化和调整。
在电路搭建和测试时，可以使用示波器、电压表等仪器
来检测电路的工作情况和性能。
总之，准谐振反激式电源是一种非常重要的开关电源模式。
在设计准
谐振反激式电源时，需要选择合适的关键元件，并进行电路仿真和优化。
只有经过严谨的设计流程和实际验证，才能得到高效、稳定的电源系统。
反激式电源设计及应用
反激式电源设计及应用变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响.顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI 比较好.夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级只有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI 比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法.变压器的漏感主要与哪些因素有关绕组顺序:夹层绕法一般是先初级,后次级的1/2-1/3.变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小.先初級1/2-次級-初級1/2,大家叫這為三明治繞法夹层?好象是先原边的二分之一,再逼边,再原边的二分之一吧!(1)变压器由于绕制造成的耦合电容偏差对变压器有那些指标有影响?(2)如你所说,顺序绕法露感较大,耦合电容较小,EMI较好,怎样从理论上解释耦合电容小EMI小这一问题?当然我想你这是从变压器本身来说的,从整个电源来说,漏感较大的话,整个产品的EMI 是不好的.所以我到认为,漏感的因素比耦合电容更能引起EMI难过,我这样说有道理吗?(3)在提到屏蔽层时,我有点不明白屏蔽绕组在变压器中是怎样设计的?耦合电容是最大的共模干扰传导途径.<br>漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理这个电容到底起到什么作用?<br>通常的隔离变换器中,在原边和副边需接一个或两个耐高压隔离电容,通常也很小,这个电容到底是起到什么作用呢?事实也是,如果这个电容取得不当,会影响到输出噪声指标?不知cmg老哥对这个电容怎么看?还有就是这个电容连接到原副边,是接两个地呢,还是接输入地端和输出正端...?并不是说不能用三名治饶,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大.<br>只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感,来降低成本.我发现个有趣的问题,以前我也一直是认为更小的耦合电容对EMI有更多的好处.但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8%时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB余量. (说明:电源输出电压19V,功率75w.采用四段式绕法)漏感小后,MOS关断时D-S端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源,小了干扰能量会降低.在反激式开关电源中,变压器相当于电感的作用.在开关管导通时,变压器储能,开关管关断时,变压器向次级释放能量.那么功率由开关管导通电流确定还是电感量确定?在反激开关电源变压器设计时,如何计算变压器的气隙?能否详细介绍开关电源的斜率补偿的作用,原理?功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定.一般程序是这样,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由“AP”等书上介绍的方法确定变压器,我一般是根据经验确定,要求比较严格时用允许温升确定变压器型号.确定变压器后其他参数可算出.包括开关管的电流,这样就可以选管子.变压器的气隙有相关的公式计算,但注意气息一般不要大于1毫米,否则可能引起边缘磁通效应使初级有过热点.反激电压方式不需要斜率补偿.电流方式大于50%脉宽,或为了防止噪音影响需要加,计算方法可参考3842应用指南.变压器的两种屏蔽层.<br>在小功率电源变压器中,一般有两种两种屏蔽层,铜薄和绕组.铜薄的原理是切断了初次级间杂散电容的路径,让其都对地形成电容,其屏蔽效果非常好,但工艺,成本都上升.绕组屏蔽有两种原理都在起作用:切断电容路径和电场平衡.所以绕组的匝数,绕向和位置对EMI的结果都有很大影响.可惜我不会在这里画图来讲解,总之有一点:屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反.屏蔽绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响.下节讲变压器浸漆和屏蔽绕组位置对待机功耗的影响.你说的屏蔽层是不是这个意思<br>只是起隔离作用的一个隔离层?(对不起,我接触的都是些通讯电源和仪表电源都是体积小的二次片式电源,所用的变压器也都是采用体积小的表贴变压器,没有用什么屏蔽层,也没有见过其它同类电源用屏蔽层),你所说的用了屏蔽层的电源主要用在哪方面?这样一来是不是体积就大了呢?还有你的“屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反” 是什么意思?还有,你的屏蔽绕组输出接哪儿?最好能图文结合,这样大家的兴趣不是就来了吗?屏蔽的“接地”<br>屏蔽在初次级间时,其接地可以不接,接原边地,接次边地,接大地几种形式,一般接原边的地的情况较多.不知道cmg兄是如何处理的.变压器的外部加屏蔽,特别在flyback中,由于要加气隙,在批量小或简单起见,不是只在中间加,而是磁心截面全有气隙,为减小外部气隙的磁场干扰,而加屏蔽的,此屏蔽一般接大地.是EMI屏蔽,非安全屏蔽.<br>可以接原边的地线,也可以接原边的高压端,EMI几乎没有分别,因为有高压电容存在,上下对共模信号(一般大于1M后以共模干扰为主)来说是等电位的.变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况,但注意安规的问题,接初级地线,磁芯就是初级.屏蔽绕组对变压器的工作有影响<br>屏蔽绕组为了起到很好的作用,一般紧靠初级,这样它跟初级绕组之间形成一个电容,屏蔽绕组一般接初级地线或高压端,这个电容就相当于接在MOS的D-S端,很明显造成很大的开通损耗.影响了待机功耗,对3842控制来说还可能引起空载不稳定.当然,加屏蔽也会使漏感增大,但此影响在空载时是次要的.理论上关断损耗会小.<br>但由于关断电路作用都很强,MOS速度又快,所以对关断的损耗影响很小.另外屏蔽引起的损耗严格来说不全算开通损耗,有一部分是导通损耗,在开通瞬间和导通后,电容放电.用电流探头可以很明显看到导通瞬间有一个很大的尖峰.我看到很大的电流尖峰,你说的尖峰是不是在FLYBACK的MOSFET开通时有一个很大的尖峰,我以前一直没法理解这是怎么来的,但我的变压器好象没有什么屏蔽呀,只是中间加了绝缘胶带如果你能反饶也可以,但在生产工艺上是不可能的.<br>可以改变绕组从左到右,或从右到左的方向.可能你没有接触过工厂的生产过程.<br>骨架换方向当然可以,但生产效率差不多降低40%.变压器的价格就上来了.1.实际的电容总有感抗成分在内,在共模频率内,接高压端和地线真对EMI没有分别吗?2. \"变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况\",能详细说明一下吗?比如顺绕和夹绕时外部屏蔽该怎样处理呢?3.\"磁芯就是初级\"是什么意思?第一个确实几乎没有影响,我测过很多.第二个有很多情况,我不一一细说,只告诉你一个原则,绕组最外层如果工作时电压变动大,则接地有巨大的影响,如果变动小,也有影响,但不是很大,当然电源功率本身很大时最好接地.第三个是安规的问题,已经有人说了.3倍之说需要查安规.<br>但其原理是明显的,如果安全屏蔽的保险丝电流额定值比电源保险丝小或一样大,则发生短路时可能安全屏蔽的保险丝先断,起不到安全屏蔽的作用.至于外部屏蔽,首先要满足安规的要求,在此前提下,当然宽一些会好一点,但增加了成本,只要把两半磁心的结合面包住就好了,还有一个更好的方法,让铜带直接接触磁心.反激式电源的开关过程分析.<br>我看到有个帖子在讨论此问题,所以需详细写一下.我看到有个帖子在讨论此问题,所以需详细写一下.很多人对反激电源开关转换期间的过程不清楚,以至于产生电流突变等想法.我来详细解释一下:MOS关断后,初级电流给MOS输出电容和变压器杂散电容充电(实际杂散电容放电,为简单,我们统一说充电),然后DS端电压谐振上升,由于电流很大,谐振电路Q值很小,所以基本上是线形上升,当DS端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后,本应该次级就导通,但由于次极漏感的影响,电压还会上升一些来克服次级漏感的影响,这样反映到初级的电压也略高于正常反射电压,在这样条件下,次级电流开始上升,初级电流开始下降,但不要忘记初级的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要释放,这时是漏感和MOS输出电容,变压器杂散电容谐振,电压冲高,形成几个震荡,能量在嵌位电路消耗掉,这里要注意一点,漏感的电流始终是和初级电流串联的,所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程,而漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的,此差越大,下降越快,转换过程越快,明显效率会提高,转换的过程是电压电流叠加的过程.用RC做吸收时,由于稳态时C上的电压和反射电压差别不是太大,所以转换过程慢,效率低,用TVS 做吸收时,其允许电压和反射电压差很多,所以转换快,效率高,当然RC耗电是另一个方面.我曾经在21ic上请教过您一些问题,对于mos的关断,通过您上序的分析,已经很透彻了,其他拓扑应是同样的原理,比如正激,在mos关断后,副边折射电流与激磁电流对coss充电,电压上升到vin 后,按理折射电流应变为零,但正由于漏感的影响,使电流并不太图变只剩下激磁电流,正是这个原因,导致电流与电压重叠时间过长,mos端并电容也没有明显效果,所以只能减少漏感来减小关端重叠时间,实现零电压关端,我要问的是激磁电感与漏感在一个什么样的比列下才算正常呢,我目前变压器激磁电感20uh,漏感为2uh,我总怀疑漏感太大,您说有无道理呢?基本同意说明有些不认同,说出来共同分析一下.<br>你的1得出的结论是不对的,和我的原意不符.可能我的语文表达差一些.我的意思是初级电压上升,次级也跟着生,当次级的电压达到次级输出电压加整流管的压降后,次极整流管应该导通.1、不清楚“杂散电容放电”2、“漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的”,嵌位电路电容上的电压不是由反射电压决定的吗?(当然和R的放电也有关).3、假如正激式电源输出不要储能电感,会怎样?(如有必要,我可以按我的疑惑画个原理图,贴在这儿)4、能不能详细说说RCD吸收回路吸收初级电感储能的情况,能不能避免?5、请回复一下SOMETIMES的“faraday screen and safety screen ”中的疑问好吗?1、与其说“杂散电容放电” ,不如杂散电容反向充电来得准确.2、“漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的”,无论怎样,漏感电流的下降过程是非常剧烈的,故而激起的自感电压是远高于副边反射电压(MOSFET关断的尖峰应是因此而起),关断时刻RCD上的电压应由自感电压决定,而和反射电压无关.3、这个问题单列出去算了.4、RCD吸收回路吸收初级电感储能是因为与反射电压串联,反激过程始终存在.用TVS,选择合适的工作电压可避免之.是由电磁定律决定的:u=l di/dt;其中l是原边漏感,其电流的变化必然感应出一相应电压,此电压值由外部电路决定,由公式可知,感应电压越高,电流变化越快,开关管上的电压电流交叉时间越短,关断损耗越小.(因漏感与原边励磁电感串联,故原边漏感厨师电流等于开关管关断时的电流值.)1.怎么说都没有关系,关键是理解这个过程,MOS导通时杂散电容电压是上正下负,转换过程结束后是下正上负.2用RCD吸收,漏感电流下降激起的电压一般不会高于副边反射电压.C上的电压是反射电压和漏感电压的和,当MOS关断时,C上的电压和反射电压的差决定了漏感的电流下降速度,差U=Llou*dI/dT.当然C上的电压也包括漏感引起的一个尖峰,C越大时此尖峰也越小.用TVS时因为没有C,此尖峰就是TVS的稳压值.4.这个问题实际上已说过,RCD的能量有两部分,漏感能量和一点励磁能量,原因很简单:我们设想变压器没有漏感,MOS关断时反射电压还是加在R上,当然要耗能.1、你用安培环路定律做个积分看看.2、反激变压器的电流是从异名端流出去的,你用右手螺旋定责看看是不是和先前的磁场方向一致.对你的第一个问题结论并不正确,根据变压器线圈的比例关系,可以确定变压器初次级的电压,一般正向道通时次级反压由初级电压和线圈比例关系相乘决定,而关断时边压器储能相当于电源向次级供电,这时的电压由次级决定,在而实际能量变换是变压压起要求输出一定的功率,相当于变压器输出一定的功率,由负载电阻决定输出电压,而这个电压再根据变压器线圈比例反馈到初级.所以初级和次级的电压关系主要由线圈的匝数比例决定的,在相同的电路下如刚上电时,次级电压很底,这时初级开关的损耗是会减小,但要知道减少的只是初级MOS管的开关损耗(包括漏感).另外输出电压很底,整流管的损耗比例相对会成主要的损耗,所以实际电路联系很多,很多电路都是矛盾的,好的设计就是要找到最佳点一个经验值.<br>顺序绕法(先初级,后次级)一般漏感为电感量的5%左右.三明治绕法,一般在3%以下,用屏蔽好的磁心和绕线顺序可达1%以下.RCD吸收回路,如果電容很大,但RC時間常數還是開關周期的1/10到1/5.那損耗就會很大.會不會RC回路不隻吸收漏感能量,還消耗了一部份初級電感蓄積的能量.也就是說,當MOSFET關斷後,變壓器初級電感蓄能大部分通過次級釋放,還有一部分被RC回路吸收.加上電容上的直流電壓(n*(V o+Vd))在電阻上的損耗會很大.首先加在電容上的直流電壓不是(n*(V o+Vd)),如果是这个电压,则电源的转换时间将非常长.一定会比这个电压高.其次,RCD吸收回路吸收的能量恰恰向你说的,是由两部分组成,一部分是漏感的能量,还有一部分是初级电感储能.这后一部分是很多人不会想到的.RC吸收电路的设计.<br>开关管和输出整流管的震铃是每个电源设计工程师最讨厌的事情.过度的震铃引起的过压可能使器件损坏,引起高频EMI问题,或者环路不稳,解决的办法通常是加一个RC吸收电路.但很多人不知该如何选取RC的值.首先在不加吸收电路轻载下用示波器测量震铃的频率,但注意用低电容的探头,因为探头的电容会引起震铃频率的改变,使设计结果不准.其次,在测量震铃频率时尽可能在工作的最高电压下,因为震零的频率会随电压升高而变化,这主要是MOS或二极管的输出电容会随电压而变化.震零产生的原因是等效RLC电路的震荡,对于一个低损的电路,这种震荡可能持续几个周期.要阻尼此震荡,我们要先知道此震荡的一个参数,对MOS,漏感是引起震荡的主要电感,此值可以测出,对二极管,电容是主要因素,可以有手册查出.计算其阻抗:知道L,则Z=2*3.14*f*L;知道C,Z=1/(2*3.14*f*C).先试选R=Z,通常足可以控制震铃.但损耗可能很高,这时需要串联一个电容来减小阻尼电路的功率损耗.可如此计算C 值:C=1/(3.14*f*R).增加C值损耗就增加,但阻尼作用加强,减小C值当然是相反的作用.电阻的损耗P=C*(V*V)Fs.当然在某些电路形式里面损耗可能是0.5P. 实际中,可依计算的值为基础,根据实验做一些调整.不知哪位高手可以帮帮忙,替我写几部分,谢谢!当然,如果大家感觉没什么意思,就结束这个专题.1)RCD吸收电路的设计方法.2)反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法.3) 开关电源电磁干扰产生的原因及对策.4)反激电源的控制环路零,极点分析及环路定性分析(定量分析要占用大量的时间和篇幅)5)大功率反激电源:双管反激.6)反激电源的软开关和无损吸收.变压器因为已经有很多帖子了,在此专题里面不在赘述.千万不要忽视理论!<br>理论是指导实践的,这是真理,如果没有理论,当你有问题时就无处下手,有的人就到处改,到处试,改好了也不知道其所以然.要知道,电源设计应该是一个严格的数学过程,如果不能做到这一点,说明还有很多东西需要学习.如果我真写书的话,每一点都会有理论解释,只是在BBS上,画图,写公式都很麻烦(实际上我根本就不知道怎么弄),所以只能写几句.刘胜利很熟悉,还送了我一本书,他的书基本上是实验数据堆起来的,很佩服老刘的精神,很大年纪了还在做实验研究.不过老人家很好玩:你跟他讲话一定要先让他讲完,否则插不进嘴.反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法.<br>理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出,但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做,这主要是正激后面加了个偶合电感,而反激的漏感不是零.很多人做反激电源时都遇到这个问题,一路输出稳定性非常好,但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化,这是什么原因呢?原来,在MOS关断,次级输出时能量的分配是有规律的,它是按漏感的大小来分配,具体是按匝比的平方来分配(这个可以证明,把其他路等效到一路就可得出结果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感为(7/3)(平方)*1=5.4uH,则两路输出的电流变化率是一样的,没有交叉调整率的问题,但如果漏感不匹配时,就会有很多方面影响到输出调整率:1.次级漏感,这是明显的; 2,输入电压,如果设计不是很连续,则在高压时进入DCM状态,DCM时由于电流没有后面的平台,漏感影响更显著. 改进方法:1,变压器工艺,让功率比较大,电压比较低的绕组最靠近初级,其漏感最小,电压比较高,功率比较小的远离初级,这样就增加了其漏感.2,电路方法,电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感,人为增加其漏感,这样电流的变化率就接近于主输出,电压就稳定.3,电压相近的输出,如:3.3V 5V,按我们的解释其漏感应该差别很小,这时就要把这两个绕组绕在同一层里面,甚至有时候5V要借用3.3的绕组,也就是所谓的堆叠绕法,来保证其漏感比.另外有时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的,如半匝,当然半匝是有办法绕的,但半匝的绕法也是很危险的(可参考其他资料),这是我们可以通过二极管的压降来调整,如12V用7匝,5V用3匝,如果发现12V偏高,则12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起点从5V输出的整流管后面连接,则12V的整流管的压降为两组输出整流管的压降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V输出负载变化时,其电流必然引起5V 整流管的压降变化,也就是5V输出变化,而5V的变化会通过反馈调整,这样也间接控制了12V.1、关于匝比平方的问题是这样的:电感值L=匝数的平方*AL(磁芯的电感因子).本质上还是电感量的问题.能量:P=1/2LI^2.2、漏感随便怎么调,如果不采取稳压措施一个绕组的负载状态(I)都会影响另一绕组.(个人观点)1.你说的问题是电感的电感量,而漏感是不遵守这个规律的,你可以把其他组的电压,电流,漏感等效到一组,然后就看到我的结论,只有每个绕组的电流上升率一样时,理论上电压就不会再随负载而变化.2.因为漏感受很多因素的影响,不可能完全调整到理想状态,所以实际上一个绕组还会影响另一个绕组,但可以把这个影响减到实际产品可应用的水平,而不需要加二次稳压.这个指的是每路输出的实际功率是看其负载的大小,而我说的是交叉稳定性,是两个事情,交叉稳定性不好时,其电压值在负载大小变化时变化很大.从一个朋友的角度我建议你还是先去多学点东西,再来发帖.<br>其实这是一个改进交叉调整率的方法之一,并不矛盾.其实还有很多方法来改进交叉调整率,如减小RCD电路的电阻,但会造成很大的耗能,所以没列在里面,还有能量再生绕组,它是把能量反送会电网,属于反激软开关的类型之一.你写了这么多,其实我看的出来,你压根就没理解我的说法.我已经告诉你怎么去把结果推出来,为何不去实验以下,你说我的方法无法实现,为何不照我由此推出的改进方法去试一下,实际上我已经帮很多人用此方法改进了交叉调整率,特别是在DVD,DVR,DVB里面.我将不再回复此帖,信不信由你.。
反激开关电源问题解决措施
反激开关电源问题解决措施激开关电源是一种常见的电源转换方式，具有高效率、小体积和大功率特点，广泛应用于各种电子设备中。
然而，由于其工作原理的特殊性，也存在着一些问题，如电磁干扰、热量过高、噪音大等。
本文将围绕这些问题提出相应的解决措施。
首先是电磁干扰问题。
激开关电源工作时，会产生高频电流和高频噪声，对周围的其他电子设备产生干扰。
针对这个问题，可以采取以下几个解决措施。
1. 优化线路布局：在设计电路板时，合理布局各个元件之间的距离，减小互相之间的电磁干扰。
同时，应尽量将高频信号的传输线路和低频信号的传输线路分开，减少相互干扰。
2. 添加滤波器：在输入和输出端口添加适当的滤波器，可以有效地滤除高频噪声，并减少干扰。
常见的滤波器有LC滤波器和脉冲变压器，能够通过消除回路共振或提供额外的电感来抑制噪声。
3. 外壳屏蔽：对于特别敏感的设备，可以在电源的外壳和线路之间添加合适的屏蔽层，有效地隔绝电磁干扰的传播。
其次是激开关电源热量过高问题。
由于激开关电源工作时会产生较多的热量，如果散热不良，可能会导致设备损坏。
为了解决这个问题，可以采取以下几个措施。
1. 散热设计：在电源的电路板上布置合理的散热元件，如散热片、散热鳍片等，以增加散热面积和散热效果。
如果设备的空间够大，还可以加装散热风扇来提高散热效果。
2. 优化元件选择：选择低损耗的开关管和电容，减少能量的损失和热量的产生。
此外，还可以选择工作频率更高的开关电源，因为频率越高，电源的体积就越小，相同功率下热量产生较少。
3. 合理布局：在设备设计中，应合理布局各个元件和线路，避免堆积，以便热量能够得到有效传导和散发。
另外，噪音问题也是激开关电源常见的一个问题。
激开关电源工作时，会产生一定的噪音，影响设备的稳定性和使用效果。
要解决这个问题，可以采取以下几个手段。
1. 优化电源设计：在设计电源时，应采用合适的开关管和电容，以减少电源开关时产生的噪声。
此外，还可以采取一些降低噪电流的措施，如增大电容容值、提高滤波效果等。
反激式开关电源变压器结构设计指南
反激式开关电源变压器结构设计指南反激式开关电源是一种高效率、小尺寸、轻重量的电源，广泛应用于各种电子设备中。
变压器是反激式开关电源中至关重要的部件之一，其结构设计直接影响电源的性能和可靠性。
本文将从变压器的结构设计角度，给出一些指南。
首先，变压器的结构设计中需要考虑的一个重要因素是电源的功率需求。
功率需求越高，变压器的体积和重量也会相应增加。
因此，在设计变压器时需要权衡功率需求与电源的尺寸和重量。
一种常见的方法是采用高频变压器，通过提高开关频率来减小变压器的体积和质量。
其次，变压器的结构设计需要考虑能量损耗和损耗产生的热量。
由于反激式开关电源中的开关器件会产生较大的损耗，因此在变压器的设计中需要考虑如何有效地散热。
一种常见的方法是采用散热片或者散热风扇来增强散热效果。
此外，还可以选择合适的材料来提高能量传递效率，降低损耗。
第三，变压器的结构设计还需要考虑电源的输出稳定性。
输出稳定性是电源的一个重要指标，尤其在一些对输出电压要求较高的应用中更为重要。
在变压器的设计中，可以采取一些措施来提高输出稳定性。
例如，可以采用负反馈调节电路来对输出电压进行控制，通过增大反馈电阻来提高稳定性。
最后，变压器的结构设计还需要考虑电源的可靠性和寿命。
这可以通过选择合适的材料、合适的绕组和合理的结构来实现。
例如，使用高质量的绝缘材料和合适的绝缘工艺可以提高变压器的绝缘性能，延长其使用寿命。
同时，合理的结构设计可以降低振动和噪音，减少部件的磨损和故障的发生。
综上所述，反激式开关电源变压器的结构设计需要考虑功率需求、能量损耗和散热、输出稳定性、可靠性和寿命等多个因素。
只有在充分考虑这些因素的基础上，才能设计出性能稳定、可靠耐用的电源变压器。
反激式开关电源变压器的设计(小生我的办法,见笑)
变压器开关电源的最大优点是，变压器可以同时输出多组不同数值的电压，改变输出电压和输出电流很容易，只需改变变压器的匝数比和漆包线截面积的大小即可；另外，变压器初、次级互相隔离，不需共用同一个地。
因此，变压器开关电源也有人把它称为离线式开关电源。
这里的离线并不是不需要输入电源，而是输入电源与输出电源之间没有导线连接，完全是通过磁场偶合传输能量。
变压器开关电源采用变压器把输入输出进行电器隔离的最大好处是，提高设备的绝缘强度，降低安全风险，同时还可以减轻EMI干扰，并且还容易进行功率匹配。
变压器开关电源有单激式变压器开关电源和双激式变压器开关电源之分，单激式变压器开关电源普遍应用于小功率电子设备之中，因此，单激式变压器开关电源应用非常广泛。
而双激式变压器开关电源一般用于功率较大的电子设备之中，并且电路一般也要复杂一些。
单激式变压器开关电源的缺点是变压器的体积比双激式变压器开关电源的激式变压器的体积大，因为单激式开关电源的变压器的磁芯只工作在磁回路曲线的单端，磁回路曲线变化的面积很小。
单激式变压器开关电源的工作原理图1-16-a是单激式变压器开关电源的最简单工作原理图。
图1-16-a中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，R是负载电阻。
当控制开关K接通的时候，直流输入电压Ui首先对变压器T的初级线圈N1绕组供电，电流在变压器初级线圈N1绕组的两端会产生自感电动势e1；同时，通过互感M的作用，在变压器次级线圈N2绕组的两端也会产生感应电动势e2；当控制开关K由接通状态突然转为关断状态的时候，电流在变压器初级线圈N1绕组中存储的能量（磁能）也会产生反电动势e1；同时，通过互感M的作用，在变压器次级线圈N2绕组中也会产生感应电动势e2。
因此，在控制开关K接通之前和接通之后，在变压器初、次级线圈中感应产生的电动势方向是不一样的。
所谓单激式变压器开关电源，是指开关电源在一个工作周期之内，变压器的初级线圈只被直流电压激励一次。
反激式开关电源原理与工程设计讲解
反激式开关电源原理与工程设计讲解反激式开关电源原理与工程设计一．反激式开关电源的原理分析二．反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三．反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四．反激式开关电源pcb排板原则五．变压器的设计六．反激式开关电源的稳定性问题反激式开关电源原理与工程设计一．反激式开关电源的原理分析1.反激式开关电源电路拓扑2.为什么是反激式a.变压器的同名端相反b.利用了二极管的单向导电特性3.电感电流的变化为何不是突变电压加在有电感的闭合回路上，流过电感上电流不是突变的，而是线性增加。
愣次定律：a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势，其大小于与线圈中电流的变化率成正比；b.感生电动势总是阻碍原电流的变化4.变压器的主要作用与能量的传递理想变压器与反激式变压器的区别反激式变压器的作用a.电感（储能）作用遵守的是安匝比守恒（而不是电压比守恒）储存的能量为1/2×L×Ip2b.限流的作用c.变压作用初次级虽然不是同时导通，它们之间也存在电压转换关系，也是初级按匝比变换到次级，次级按变比折射回初级。
d.变压器的气隙作用扩展磁滞回线，能使变压器更不易饱和磁饱和的原理图电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/HB是磁通密度H是磁场强度简单一点,H跟外加电流成正比就是了，增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/HB是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦!电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零5.开关管漏极电压的组成a. 高压为基础部分b. 折射回来的电压部分c. 漏感产生的尖峰部分波形6.反激式拓扑开关电源有两种工作模式：(1) 完全能量转换，也叫做非连续导通模式。
反激式开关电源设计方法
反激式开关电源设计方法1.输入变压器设计：反激式开关电源的输入变压器主要用于实现能量的储存和传递。
其设计方法一般包括确定变压器的变比、计算绕线参数和计算磁芯截面积。
变比的选择要根据输入和输出电压的关系来确定，一般采用副边大于主边的变比。
绕线参数的计算要根据输入电压、输出功率和开关频率来确定。
磁芯截面积的计算要根据输入电压、输出功率和变频器频率来确定。
2.控制电路设计：反激式开关电源的控制电路主要用于实现开关管的开关和关断控制。
其设计方法一般包括选择适合的开关管和控制芯片、设计反馈电路和设计保护电路。
选择合适的开关管和控制芯片要考虑输入和输出电压、输出功率和开关频率等因素。
设计反馈电路主要是为了实现恒定的输出电压，一般采用反馈误差放大器和锁相环等。
设计保护电路主要是为了提高电源的可靠性和稳定性，一般包括过流保护、过压保护和过温保护等。
3.输出滤波电路设计：反激式开关电源的输出滤波电路主要用于滤除开关管开关过程中产生的高频脉冲噪声，保证输出电压的稳定性和纹波度。
其设计方法一般采用LC滤波器或电容滤波器。
LC滤波器具有较好的滤波效果，但体积较大，适用于功率较大的电源。
电容滤波器体积小，但滤波效果相对较差，适用于功率较小的电源。
4.保护电路设计：反激式开关电源的保护电路主要用于保护电源，防止出现过流、过压、过温等故障。
其设计方法一般包括选择合适的保护元件和设计合理的保护电路。
选择合适的保护元件要考虑其额定参数和动态特性，以满足电源的保护要求。
设计合理的保护电路要考虑多种故障情况，实现对电源的全方位保护。
以上是反激式开关电源设计的基本方法和步骤，设计师在实际设计过程中还需考虑电源的稳定性、可靠性、效率等因素，并根据具体的应用需求进行优化设计。
同时，还要注意电源设计中的安全性和可调度性，确保电源工作的稳定性和可靠性。
反激式开关电源设计的思考(一到五)
反激式开关电源设计的思考一对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。
另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。
励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。
在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。
这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。
正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。
而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。
反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来；第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。
初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。
磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。
因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。
由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。
反激开关电源设计解析
论值的1.5~3倍。 • 0.98 PF值
相关知识
关于功率因数
• 大部分用电设备中，其工作电压直接取自交流电网。所以电网中会 有许多家用电器、工业电子设备等等非线性负载，这些用电器在使用 过程中会使电网产生谐波电压和电流。没有采取功率因数校正技术的 AC-DC整流电路，输入电流波形呈尖脉冲状。交流网侧功率因数只 有0.5~0.7，电流的总谐波畸变〔THD〕很大，可超过100%。采用功 率因数校正技术，功率因数值为0.999时，THD约为3%。为了防止电 网的谐波污染，或限制电子设备向电网发射谐波电流，国际上已经制 定了许多电磁兼容标准，有IEEE519、IEC1000-3-2等。
Rn是热敏电阻在Tn常温下的标称阻值； 2为经验值，在实际应用中， 管的取值范围是理论值的1.
采样反馈
所选整流桥的功率损耗计算
5kV
Ⅱ
开关电源的拓扑结构分类
所选整流桥的正向管压降PWM 控制IC
隔离器件
这里T1和Tn指的是K度即开尔文温Байду номын сангаас，K度=273.
实际的滤波器无法达到理想滤波器那样陡峭的阻抗曲线，通常可将截止频率设定在50KHz左右。
12v 5A反激开关电源设计与制作心得与体会
12v 5A反激开关电源设计与制作心得与体会12v5A 反激开关电源设计与制作心得与体会1、电源原理及组成图见附录2；，所以在制作时应该尽量采取先简单后复杂的方法。
如果原来是二个反馈结构的电源，那么将它们连接到一起并调整其输出值就可以了。
如果没有合适的调节装置，也可以通过增加环形扼流圈或电位器的办法实现自动调节功能。
不论哪种方案都必须满足下列基本条件：首先这种开关电源应能满足功率因数的校正，即校正到一定负载时，电网的无功电流应很小；其次，电路中存在某些环流元件，但对于各种负载而言，其值应比较稳定，且对于每一相负载而言，它的值应均匀一致，不应有明显差别；第三，在运行状态下，电网侧输入的电压与输出电压之间、输入端和输出端之间都不允许有寄生振荡，更不允许产生噪声。
最后，还需考虑开关管的耐压性和抗冲击能力。
三相交流电压经过整流滤波后变为直流电压，然后通过一只100W 的大功率开关管进行高频逆变处理，再把直流电压转换成可控的三相交流电压。
经过三相整流滤波电路和输出稳压滤波电路后便可输出220V 交流电压供给负载。
当外接负载不同时，输出的直流电压亦随之改变。
当负载为感性时，则此时输出电压偏低；当负载为容性时，输出电压则偏高；若接负载阻抗为纯电阻，此时输出电压为零。
我们知道反激式开关电源实际上是由整流滤波，高频逆变，输出整流滤波几部分组成，这几个部分虽然非常重要，却又都比较简单。
主要的区别在于开关管的激励特性，脉宽调制， PWM 控制等方面。
对于脉宽调制来说，开关频率越快，控制精度越高，开关频率越慢，开关频率越高，则控制精度越低，开关频率太低则达不到效果，可以认为无控制作用，由于大功率管工作在开关状态，寿命受到影响，开关频率越低越好，过高可能造成器件损坏，反激式的优点是纹波系数低，内阻抗小，价格低廉，缺点是体积和重量大。
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反激式开关电源设计的思考一对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。
另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。
励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。
在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。
这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。
正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。
而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。
反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来；第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。
初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。
磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。
因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。
由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。
如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。
关键词:开关电源反激式磁芯饱和反激式开关电源设计的思考二“反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:由上例可知，同一个磁芯在电流不变的条件下，仅增加1mm气隙，加气隙的磁感强度仅为不加气隙的磁感应强度的4.8%，看来效果相当明显。
加了气隙后，是否会影响输出功率呢？换句话说，加了气隙变压器还能否储原来那些能量呀？看一下下面的例子就知道了：在“思考一”一文中已讨论过，当开关管导通时，次级绕组均不构成回路，此时，变压器象是仅有一个初级绕组带磁芯的电感器一样，母线将次级需要的全部能量都存在这个电感器里。
如下图1就是一个有气隙的电感器：图1表示一个磁芯长为lm，气隙长为lg，截面积为Ae的磁芯，在其上绕N匝线圈，当输入电压为Ui时，输入功率为Wi：6式右边的积分为图2中阴影部分面积A，即就是说：磁场能量的大小等于磁化曲线b和纵轴所围成的面积大小。
图1中，假定磁路各部分的面积相等，磁芯各部分的磁场强度为Hm，气隙部分的磁场强度为Hg，由全电流定律得：11式右边第一项是磁芯中的磁场能量，第二项是气隙部分的磁场能量，分别用Wi和Wg表示；那么：图3中，曲线m表示图1电感器无气隙时的磁化曲线，曲线g表示有气隙时的磁化曲线。
图中，面积Am表示储存在磁芯部分的磁场能量；面积Ag表示储存在气隙部分的磁场能量。
上面讲了气隙的作用以及磁场能量在变压器中的分布，那么，根据输出功率如何选用磁芯呢？将在反激式开关电源设计思考三中讨论。
反激式开关电源设计的思考三(磁芯的选取)在DCM状态下选择：Uin－电源输入直流电压Uinmin－电源输入直流电压最小值D－占空比Np－初级绕组匝数Lp－初级绕组电感量Ae－磁芯有效面积Ip－初级峰值电流f－开关频率Ton－开关管导通时间I－初级绕组电流有效值η－开关电源效率J－电流密度通过（3）式可方便计算出反激式开关电源在电流断续模式时磁芯的AeAw值，通过查厂商提供的磁芯参数表就可选择合适的磁芯，在选择磁芯时要留一定的余量。
例如：有一反激式开关电源输出功率为10W，开关频率为40KHz, ΔB为0.16T，电流密度取4.5A/mm2磁芯选用EE系列，那么由公式（3）可知：考虑到实际绕线的绝缘层等的影响，须考虑填充系数(取0.8),即：Ap = AeAw/0.8=1.736×1000 / 0.8 = 2207.5通过上面计算,ＥＥ１９磁芯比较接近,考虑到辅助绕组和其他因素选择ＥＥ２０磁芯。
为计算方便,(3)式可修正为：Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) (4)单位：P0 ----- 瓦特；△B ---- 特斯拉J ------ 安培/平方毫米f ------ 千赫兹Ap ------ 毫米的四次方在实际使用中一定要注意公式的应用条件，公式（4）是在单端反激式开关电源电流断续模式下推导出来的，并且用了一系列假设： 1．窗口使用系数SF：0.42．初级绕组面积Ap = 次级绕组面积 As3．当直流输入电压最低时Dm=0.54．电源效率η= 0.85．填充系数为0.8因此，该计算值在使用中要根据实际情况酌情修正，并且作为我们选择磁芯的一个大致参考，由于工艺的原因必须通过实践验证而最终确定。
另外单端反激式开关电源中，他激式和自激式的效率差别比较大，一般自激式的效率比较低，大概在0.7左右，使用公式（4）时要乘以(0.8/0.7=)1.15进行修正。
磁芯选好后，在反激式开关电源设计过程中应该遵循的规则将在反激式开关电源设计的思考四中讨论。
反激式开关电源设计的思考四（遵循的规则）反激式开关电源设计的思考四－反激式开关电源设计应遵循的规则由于反激式开关电源的特殊性，在设计时要特别考虑的问题就多一些，归纳起来有如下几点：一、任何时刻开关管上所承受的电压都要低于它所能够承受的最大电压，并且要有足够的安全裕量；以此为出发点，就确定了变压器的变化；Ucemax = Uinmax + N·Uo + Upk + Uy式中：Ucemax－开关管所能承受的最大电压N－变比初级匝数Np / 次级匝数NsUin－直流输入电压最大值Uo－输出电压Upk－漏感所产生的电压Uy－电压裕量此式很重要一点，就是确定了变比N，变比一确定一系列问题就确定下来；比如：反射电压：VoR ＝N·Vo;占空比： D = VoR /( Vin +VoR);导通时间： Ton = D·T变比一定要选择合适，以使电路达到优化；若使用双极型晶体管对其基电极的控制很重要，因为它影响着Vcemax的大小：Vces>Vcer> Vceo;在ce间承受最高电压时最好保证 be结短接或者反偏,此时晶体管就可承受较高的反偏电压.二、任何时刻都应保证磁芯不饱和；由于反激式开关变压器的特殊性，磁芯饱和问题在反激式变换器的设计中尤为重要。
一旦磁芯饱和，开关管瞬间就会损坏。
为防止磁芯饱和反激式开关变压器磁芯一般都留气隙，显著扩大磁场强度的范围，但仅靠气隙并不能完全解决磁芯饱和的问题，由磁感应定律很容易得出：由（1）式知：磁感应强度与输入电压和导通时间有关。
在输入电压一定时，由反馈电路保证Ton的合适值。
在工作过程中，根据磁饱和的形式分两种情况：一种是：一次性饱和：当反馈环路突然失控时，在一个周期内导通一直持续，直到过大的Ip使磁芯饱和而使开关管立即损坏；另一种是：逐次积累式饱和：磁芯每个周期都有置位与复位动作，反激式开关电源磁芯置位是由初级绕组来实现，磁芯复位是由次级绕组和输出电路来实现。
当电路等设计不当时，每次磁芯不能完全复位，一次次的积累，在若干周期内磁芯饱和。
就像吹气不一样，一口气吹破就相当磁芯一次性饱和；每吹一次，就排气，但每次排气量都比进气量少一点，这样循环几次后，气球就会被撑破的；若每次充排气量相同，气球就不会破的，磁芯也是如此，如下图：磁芯从a→b→c为置位，从c→d→a为复位，每个周期都要回到a，磁芯就不会饱和。
对于反激式开关源的断续模式，磁芯复位一般是不成问题的。
三、始终保持变换器工作于一个模式如CCM或DCM；不要在两个模式之间转换，这两种模式不同，对反馈回路的调节电路要求也不同，在考虑某一种模式而设计的调节电路，如运行到另一模式时易引起不稳定或者性能下降。
四、保证最小导通时间不接近双极性开关管的存储时间；（MOSFET管例外）在设计反激式开关电源时，特别在开关电源频率较高、直流输入电压最高，负载又较轻时，开关导通时间Ton最小，若这个时间接近或小于双极性晶体管的存储时间（0.5μs~1.0μs）时，极易造成开关管失控，而使磁芯饱和。
此时就要重新审视开关频率的选择，或能否工作于如此高电压或者通过调节占空比来适应。
或者选用其他电路拓扑。
五、不要将变换器的重要元件的参数选得接近分布参数；具体来说，电阻不要太大，电容器和电感器不要太小。
（1）许多反激式开关电源都有一个振荡频率，由IC芯片提供，如UC3842，由RC决定，当把R选择太大，C太小时，就易使稳定性特别差；如电容C小得接近分布参数，也就是说取掉该电容由线路板及其它元件间的分布参数而形成的容值都和所选的电容容值差不多；或者所选电阻太大以至于线路板上的漏电流所等效的阻值都和所选的电阻大小差不多；这将造成工作不稳定，如温度或湿度变化时其分布参数也跟着变化，严重影响振荡的稳定性。
R一般不要大于1M欧，C一般不要小于22PF。
（2）反激式开关电源的输出功率如下式：（DCM）注意:由于笔误,应为:U2=U*U,D2=D*D由（2）式可知：在电流断续模式时，当电压和频率固定的情况下，输出功率和变压器的初级电感成反比。
即要增加功率就要减小初级绕组的电感量。
反激式开关变压器的特殊性：当开关管导通时变压器相当于仅有初级绕组的一个带磁芯的电感器，当这个电感器小到一定值时就不可太小了，当小至和分布电感值差不多时，这样变压器的参数就没有一致性，工作稳定性差，可能分布参数的变化都会使整个电感值变化一少半，电路的可靠性就无从谈起。
初级电感值至少应是分布电感的10倍以上。
（3）同样道理，磁芯的气隙也不可选的太少，太小的话，磁稍微的变动（如热胀冷缩）对气隙来说都显得占的比例很大，这样的变压器就无一致性可言，更无法批量生产。
六、反激式变换器的输出滤波电容比起其它拓扑形式的电路所受的冲击更大,它的选择好坏对整个电源的性能及寿命有举足轻重的作用。