移相全桥变换器的建模与仿真
移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计
移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计摘要：小信号建模分析是移相全桥ZVS变换器理论研究的重要部分，利用小信号建模分析可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合设计要求的物理模型。
本文小信号模型基于Buck 变换器电路的开环小信号模型，利用状态空间平均法原理，搭建出峰值电流控制的闭环小信号模型。
这就需要先构分析研究Buck变换器开环小信号模型建立方法，在完成以上理论研究并搭建出闭环小信号模型基础上，为后续设计数字控制器打好基础。
关键词：状态空间平均法 BUCK变换器小信号建模一、引言性能良好的控制器是开关电源所必需的，需要建立闭环小信号模型从而完成控制器的设计。
在研究一个典型变换器系统时，当输入电压或负载发生变化时，我们常希望通过闭环反馈控制系统，来调节变换器的开关管通断时间，并且要采取相应措施来抑制输入电压、负载变化等对变换器输出参数的影响，提高系统稳定性输出精度，保持变换器系统输出电压恒定，具备较好的静态性能，并使系统的超调量、调节时间等动态性能满足设计要求。
因此，变换器作为闭环控制系统，其静态、动态性能是否满足要求，与反馈控制的设计好坏密切相关。
由于开关管、整流二极管这些非线性器件移相全桥ZVS变换器中得到了大量使用，因此移相全桥ZVS变换器是一个典型的非线性系统，较为复杂。
因此我们寻求一种高效的数学的方法，简化复杂的物理模型，从而得到一种较好理解和分析研究的数学模型，即小信号模型。
二、状态空间平均法原理分析在电路系统中，各状态变量的小信号扰动量的关系，随着系统处于某稳态工作点附近时，可以近似看做为线性特性，因此利用小信号建模分析就可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合本文设计要求和较容易分析研究的物理模型。
[1]在简化物理模型后，电路系统中各控制量对输出电压的传递函数就可以建立起来了，之后对控制器的设计就可以利用经典控制理论来完成了。
本文采用常见且应用成熟的小信号建模方法：状态空间平均法。
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。
分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。
着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。
并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。
关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器0 引言上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1．1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。
S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间；(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻；(4)滤波电感足够大。
移相全桥各模态分析
移相控制DC/DC 变换器开关状态分析移相全桥变换器在一个工作周期间一共有12个开关模态，进行如下假设： (1)四个开关管和两个二极管都是理想器件； (2)电路中的电感、电容和变压器都是理想器件； (3)==，；(4)f L ,n 是变压器原副边匝比。
下面我们详细分析一下变换器的工作模态，假设每个时间段的起始时刻均为t=0。
各开关状态的工作情况叙述如下:（1）、开关模态0[0t ]：在0t 时刻对应图2.6（a ）。
1Q 和4Q 同时导通，功率传送阶段，输入功率经变压器向负载传送，此时/p o i I n =。
副边二极管1D 流过全部负载电流o I ，ab U E =。
(2)、开关模态1[01~t t ]：在01~t t 时刻对应图2.6（b ）。
在时刻关断1Q ，原边电流p i ，从1Q 中转移到C1和C3中的支路中，给C1充电，给C3放电。
因为有C1和C3，所以1Q 是零电压关断。
在这段时间里r L 和f L 是串联的，而且f L 很大，原边电流近似不变。
电容C1上的电压上升，电容C3上的下降。
（a ） （b ）（c ） （d ）1C 2C lead C 24log C C C ==2r L n ≥0tDCRlD2RlDCRlDC（e ）（f ）（g ）图2.6移相全桥变换器各模态图p i 和C1、C3的电压表达式分别为:01()()p p i t I t I ==（2.1）（2.2）（2.3）在时刻，C3的电压下降到零，3Q 的反并联二极管3VD 自然导通，开关模1已结束。
开关模态1结束的时间为：011012lead in C V t t t I =-=（2.4）（3）、开关模态2[21t ~t ]：在21t ~t 时刻，对应于图2.6（c ）。
3VD 导通后使3Q 开通，3Q 为ZVS 开通。
虽然3Q 开通了，但没有电流通过3Q ，原边电流通过3VD 。
由图可见，为实现3Q 的ZVS 开通，1Q 与3Q 间死区时间()d lead t 应大于01t ，即()01d lead t t >(2.5)RlDCRlDCRlDC110()2C leadI v t t C =-1t在21t ~t 期间，p i =K i fL /，ab V =0，rect V =0，t=2t 时，p i =2I 。
移相全桥ZVS PWM DC／DC变换器的仿真分析
移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。
对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。
[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。
一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。
硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。
本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。
二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。
其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。
车载移相全桥DC-DC变换器的设计与仿真
车载移相全桥DC-DC变换器的设计与仿真何德威;石春;吴刚【摘要】采用数字控制方式的移相全桥DC-DC变换器具有控制回路结构简单、抗干扰能力强等优点.以车载移相全桥DC-DC变换器为控制对象,在分析其拓扑结构并得到二阶数学模型的基础上,通过频域分析系统的稳定性,并设计数字PID控制器,构成闭环系统.采用Saber-Sirnulink联合仿真的方式指导参数调节,在兼顾仿真系统收敛性的基础上加快仿真速度,缩短PID参数的调整过程;在考虑车载电源对快速性、超调量的要求下,得到满足要求的控制器参数.通过样机试验验证了分析的正确性.【期刊名称】《自动化与仪表》【年(卷),期】2019(034)004【总页数】5页(P75-79)【关键词】数字控制;移相全桥;车载;PID控制;联合仿真;Saber;Simulink【作者】何德威;石春;吴刚【作者单位】中国科学技术大学信息科学技术学院,合肥230026;中国科学技术大学信息科学技术学院,合肥230026;中国科学技术大学信息科学技术学院,合肥230026【正文语种】中文【中图分类】TM46;U463.6近年来，由于环境污染、化石能源短缺等问题日益突出，以电动汽车为代表的新能源汽车受到了人们的关注，且发展迅速，对电动汽车车载电力电子设备的研究也方兴未艾。
针对电动汽车车载高低压直流变换器（DC-DC）的研究则是车载电力电子技术的重点，考虑到电动汽车越来越严苛的能耗要求、车载情况下复杂的电磁环境以及逐渐增加的电附件，对电动汽车车载DC-DC 变换器在效率、抗干扰、大功率等方面提出了越来越高的标准。
移相全桥PSFB（phase-shift full bridge）拓扑，采用外加电感与开关管寄生电容（或并联电容）谐振的方式实现软开关技术，在高频应用时相比全桥拓扑能极大地提高效率，同时能够适用于大功率的应用场合。
而传统PSFB 变换器的控制器往往采用模拟IC 芯片搭配分立元器件来实现功能，相比之下，数字控制系统具有控制回路简洁、抗干扰能力强的优点，并且数字控制芯片兼有实时通讯等接口，能够满足车载环境下实时监控与通讯等需求。
ATRU建模与仿真分析 实验报告模板仿真操作说明 (1)
实验一、ATRU正常工况供电特性仿真实验一、实验目的1．测量ATRU空载时的变压器输出及直流输出电压，观测电压波形，分析验证移相原理。
2.带载状态下，测量ATRU负载时的供电特性曲线，分析滤波前后波形THD大小及区别，并分析原因。
二、预习要点1．ATRU工作原理是什么？在空载实验时应该如何测量电压移相波形？2．做负载供电特性实验时，THD及直流畸变系数的定义是什么？如何测量？三、实验项目1．空载实验自耦变压器移相原理分析。
2．负载供电特性。
3．变压变频输入实验。
四、实验内容及步骤1．空载实验和变压器移相原理仿真分析1）参考仿真操作说明书建立仿真模型，将输入电压幅值设定为115V，频率为400Hz，将幅值和频率固定，电源设置完成，设置仿真时间1s，启动开始仿真。
2）测试并记录变压器输出线电压、整流器输出电压、负载端电压，记录其波形并进行分析。
3）记录整流器并联输出端和输出滤波后的电压波形，改变输出滤波电感和电容值，分析滤波效果。
5）根据自耦变压器变压器输出线电压向量图，选择两个线电压，记录两个线电压波形的时间差，计算出两波形的相位差，验证变压器的移相原理。
图1变压器输出线电压向量图2．负载特性测试1）将输出接上负载，由空载到负载状态，ATRU进入正常工作状态，仿真时间1S；2）选择输出负载，加入5kW、10kW、3kW负载，观察不同负载情况下，输出电压和电流的变化。
记录于表1.表1ATRU负载实验序号1234负载(kW)空载负载电压(V)负载电流(I)3．变压变频实验1）分别将输人电压幅值调整为108V和118V，频率为额定频率400Hz，观察改变输入电压幅值对ATRU输出性能的影响。
2）调节变频电源的幅值固定为额定115V，将输入电压频率调整为350Hz至450HZ观察改变输入电压频率对ATRU输出性能的影响。
五、实验报告1.分析ATRU空载仿真实验电压及电流波形数据，给出自耦变压器输出电压移相波形及电流波形分析。
隔离式移相全桥电路的建模与控制研究
摘要随着电力电子技术的发展，作为电能变换装置的DC-DC变换器的应用越来约广泛，隔离式全桥变换器由于高功率，输入输出电气隔离的优点，应用场合广泛，移相控制使得全桥变换器能够实现ZVS软开关工作，进一步减少的变换器的通态损耗，提高了传输效率，广泛应用于对电能质量有着严格要求的航空航天、电力系统等场合中。
本文首先系统地研究了ZVS全桥变换器地具体工作过程，以半个开关周期为例分析了各开关模态的电流回路和持续时间，研究了在ZVS工作时副边整流侧的二极管换向过程，研究了超前桥臂和滞后桥臂各自实现ZVS的条件。
为了验证ZVS工作过程，在Saber仿真软件中搭建了开环仿真模型对开关管的ZVS工作特性进行了验证。
目前，在采用状态空间平均法对全桥电路建模时通常忽略变压器漏感和输出输出滤波电容的ESR，得到的模型并不能准确反映电路自身特性，本文在此基础上提出了一种改进型的小信号模型，该模型包含变压器漏感，输出电容ESR和变换器工作效率等关键参数，并推导了控制到输出及输出阻抗的传递函数，利用Saber搭建仿真模型对模型准确性进行了验证。
针对移相全桥电路的闭环控制和稳定性进行了研究，对电压控制方式和电流控制方式的原理进行了分析，并研究了闭环系统中补偿器的设计流程。
为了提高控制器的性能，在传统PID控制的基础上研究了模糊自适应PID控制方法在全桥变换器中的应用，根据系统输出电压的偏差和偏差的变化率建立模糊规则，在此基础上设计了模糊自适应PID控制器，从而使得PID控制器参数能够动态调整，系统具有更好的动态特性。
为了验证所设计的Fuzzy PID控制器的性能，在Saber和Matlab/Simulink 中搭建了闭环仿真模型，并于传统的PID控制器进行仿真对比。
通过仿真结果的对比可看出，模糊自适应PID控制方式于传统PID方式相比，系统输出电压具有更好的稳定性和动态特性，而且对系统输入电压和负载电阻的大范围变化具有更好的抗干扰性。
ZVS移相全桥变换器的优化设计与仿真
ZVS移相全桥变换器的优化设计与仿真作者：于仲安葛庭宇何俊杰来源：《现代电子技术》2019年第13期摘 ;要：针对传统的零电压（ZVS）、零电压零电流（ZVZCS）移相全桥变换器的各种缺陷以及实际参数选取困难的问题，采用一种改进型零电压移相全桥软开关变换器，即在原边钳位两个超快恢复二极管与一隔直电容来降低副边电路的寄生震荡以防止变压器进入磁饱和，为进一步提高变换器的效率，副边采用全波整流。
对所设计的电路进行细致的原理分析，给出若干关键值的优化计算过程，并以UC3875作为控制芯片，通过saber仿真验证理论分析的合理性，结果表明电路在实现软开关的同时也抑制了副边整流器件的电压应力，证明了所提优化方案的可靠性。
关键词：软开关变换器; 移相全桥变换器; 零电压开关; 电压应力; 全波整流; 优化计算中图分类号： TN710⁃34; TM743 ; ; ; ; ; ; ; ; ; ; ;文献标识码： A ; ; ; ; ; ; ; ; ;文章编号：1004⁃373X（2019）13⁃0161⁃04Optimization design and simulation of ZVS phase⁃shifted full⁃bridge converterYU Zhongan， GE Tingyu， HE Junjie（School of Electrical Engineering and Automation， Jiangxi University of Science and Technology， Ganzhou 341000， China）Abstract： Aiming at the defects of traditional zero voltage （ZVS） and zero voltage zero current （ZVZCS） phase⁃shifted full⁃bridge converters， and difficulties in selecting actual parameters， an improved ZVS phase⁃shifted full⁃bridge soft⁃switching converter is used. In the primary side， two ultrafast recovery diodes and a DC blocking capacitor are clamped to reduce the parasitic oscillation of the secondary circuit and prevent the transformer from entering its magnetic saturation. In order to further improve the efficiency of the converter， full⁃wave rectification is adopted in the secondary side. A detailed principle analysis is performed for the designed circuit. The optimization calculation process of several key values is given. The rationality of the theoretical analysis is verified by Saber simulation by taking UC3875 as the control chip. The results show that the voltage stress of the secondary side rectifying device is suppressed while the soft switch is realized in this circuit， which proves the reliability of the proposed optimization scheme.Key words： soft⁃switching converter; phase⁃shifted full⁃bridge converter; zero⁃voltage switching; voltage stress; full⁃wave rectification; optimized calculation0 ;引 ;言移相全桥软开关变换器因其效率高、发展比较成熟、控制相对简单以及高频化和轻量化，常应用于中大功率场合[1⁃3]。
ZVZCS移相全桥变换器的设计与MATLAB仿真
ZVZCS移相全桥变换器的设计与MATLAB仿真裴素萍;胡俊峰;韩梁【摘要】分析了一种大功率移相全桥开关电源(ZVZCS)原理,给出了主电路主要器件选取和参数计算的方法,根据ZVZCS原理设计了输出电压50 V、额定电流50 A 的直流充电电源,并用MATLAB对移相全桥软开关进行了仿真验证,证明了主电路参数选取与计算的正确性.【期刊名称】《中原工学院学报》【年(卷),期】2013(024)005【总页数】5页(P10-14)【关键词】ZVZCS;移相全桥;软开关;MATLAB【作者】裴素萍;胡俊峰;韩梁【作者单位】中原工学院,郑州450007;河南恩耐基电气有限公司,郑州450044;中原工学院,郑州450007【正文语种】中文【中图分类】TN773现代开关电源的发展趋势是高效率和小型化.要达到高效率和小型化的要求，提高开关频率是有效措施之一，但是开关频率的提高使电路的开关损耗、电磁干扰和开关噪声也随之增加，严重制约开关电源的发展.软开关技术能很好地解决开关损耗和开关噪声问题［1］.移相全桥电路是目前应用最广泛的软开关电路之一.本文采用ZVZCS控制方法（能够实现超前臂零电压开关和滞后臂零电流开关），对主电路中主要参数进行了计算和分析，并在MATLAB中进行建模仿真.1 ZVZCS移相全桥变换器的设计1.1 ZVZCS移相全桥变换器的原理ZVZCS移相全桥变换器原理如图1所示，其主电路主要由逆变桥、整流桥、输出滤波电感电容、高频变压器、原边串联电容、饱和电抗器和超前臂上并联的电容C1、C2 组成［2］.移相PWM控制的基本工作原理为：每个桥臂的两个开关管180°互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个移相角.通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲宽度，从而达到调节相应的输出电压的目的.这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合，该技术使开关器件在较低的电压、电流应力下实现软开关［3］.图1 ZVZCS全桥移相变换器原理图在VT1和VT3导通前，利用C1和C2的充放电特性，使VT1和VT3的反并联二极管D1、D3自然导通，进而实现VT1和VT3的零电压关断和零电压导通.隔直电容Cb在VT1和VT4导通时充电，当VT1（或 VT3）关断，VT3（或 VT1）的反并联二极管 D3（或D1）导通后，变换器工作在原边复位状态，此时开通VT2或关断VT4实现零电流开关.1.2 主电路参数设计1.2.1 高频变压器的设计高频变压器具有体积小、漏感小、线圈分布电容小、铁芯损耗小、效率高的特点，它是开关电源的重要组成部分之一.根据变压器设计要求，综合铁氧体价格便宜、高频发热小、高频性能好等优点，本文采用EC90铁氧体磁芯.变压器的设计采用面积乘积（AP）法［4］.原边Np匝、副边Ns匝的变压器，在原边开关以电压V1工作时，根据电磁感应定律有：式中：fs——开关工作频率（Hz）；Bw——工作磁通密度（T）；Ae——磁芯有效面积（m2）；Kf——波形系数，有效值与平均值之比，正弦波时为4.44，方波时为4.EC90铁氧体的Ae＝6.24cm2，Bw＝0.3T；V1＝220V，fs＝10kHz.由式（1）整理得：副边绕组可按照下面的公式计算：式中，Vo为变压器副边电压.结合铁心参数和计算公式，可计算得原边绕组29匝，副边绕组9匝.1.2.2 输出滤波电感的选择根据系统要求，最大输出电流100A，工作频率10kHz，最大纹波电流1A.变压器副边电感由基尔霍夫电压定律获得：在开关管导通Ton时：输出滤波电感纹波电流1A，则有：即由以上公式计算得：L≥0.64mH，这里选取L＝1mH.1.2.3 输出滤波电容的选择为了保持输出电压稳定，在输出端加滤波电容.滤波电容需要满足以下2个条件：（1）在稳定运行状态下，输出的电压纹波在规定的范围内.（2）在负载突然变为零时，能够保持输出电压稳定［5］.设电容为理想电容，输出的纹波电压Vr由电容C、输出滤波电感上的纹波电流Ir和等效导通时间Ton决定：当纹波电压小于0.5V时，则有C＞70μF.当负载突然从额定值降到零时，假设控制电路在第一时间做出响应，储存在电感上的能量将全部注入到滤波电容上，此刻有：在设计中，负载由额定值突降到零时，最大电压不超过60V，那么根据计算得出的电容值得C＞1 591μF，这里取C＝2 200μF.1.2.4 隔直电容的选择当开关管VT1和VT4同时导通时，变压器原边电流Ip给隔直电容Cb充电；当开关管VT2和VT3同时导通时，Ip给Cb放电；而在续流期间，Cb的电压保持不变，该电容参与其中的能量转换过程，因此Cb的值要合理选择.当Ip给隔直电容Cb充电时，其电压从－Vb到Vb线性增长，则有：其中，I0是变换器输出电流，n为变压器变比.将式（9）积分得：式中：D为占空比，T为开关周期.一般Vb值取输入电压最大值的15%，由式（10）可计算得隔直电容Cb＝7.5μF，这里选取Cb＝10μF.1.2.5 饱和电感参数的计算在一个开关周期中，可饱和电感应满足磁复位条件Δφ＝0，即正向、负向磁饱和的磁通变化量之和或者伏秒积之和为零［6］.设磁复位时间为Δt，饱和电感的磁复位时间一般不超过开关周期的4%，设计开关频率为20kHz，即开关周期为50μs，则Δt可取约2μs.所加的电压为Vin（在开通时刻，电路中电流非常小，可饱和电感未饱和感抗很大，电源电压几乎全加在饱和电感两端，当电流达到临界值Is后，饱和电感迅速饱和，其上电压降为零，电源电压加到变压器两端），铁芯的截面积为Sc，饱和电感匝数为N，则有取ΔB为铁芯最大磁密Bs，则饱和电感匝数在临界电流时饱和电感可看作线性电感，则综上，电感值为：选择科达磁电公司的DNS468026型铁硅铝材料为磁芯，输入电压为264V，算得匝数为38，饱和电感临界电流预先设置为5A，可得电感值Ls＝105μH.饱和电感是电路实现滞后臂软开关的重要元件，也是电路中最难以实现的元件之一.在实际电路中饱和电感是用磁芯和导线绕制而成，而磁芯会影响饱和电感的性能，所以，一般先通过计算，初步设定可饱和电感的值，再根据试验进一步调整.1.3 控制方法分析当负载突然增加时，输出电压小于给定电压，通过电压采样电路采集电压送入单片机内部，再与给定电压比较作差后进行闭环控制，通过软件使输出移相角增加，进而调整输出电压；也可用专用芯片UC3875进行控制，与单片机控制不同的是采样电压和给定电压通过比较器把误差信号直接传送给UC3875的EA＋管脚，通过硬件使UC3875输出移相角变化，从而调整输出电压.2 MATLAB仿真及分析2.1 MATLAB仿真电路参数图2所示是ZVZCS移相全桥变换器MATLAB仿真原理图.输入电压为 AC220V，输出电压为DC50V，变压器匝数比是3∶1，饱和电感Ls＝105μH，输出滤波电感L＝1mH，输出滤波电容C2＝2 200μF，死区时间Td＝2.5μs，Cb＝10μF；一般蓄电池组电压是48V，本文在仿真时元器件都是理想的，所以给出输出电压50V.整流所得直流电给直流电容Ca充电，Subsystem模块是移相产生电路，电压给定50V，经PI调节输出接Subsystem模块，Subsystem模块产生IGBT驱动信号，通过控制IGBT开通关断的时刻来改变移相角大小，间接改变斜对角IGBT开通的有效占空比，进而调节变压器副边电压.通过改变负载电阻的大小来模拟负载变化.图2 ZVZCS移相全桥变换器MATLAB仿真原理图2.2 仿真结果及分析图3所示是负载R＝1Ω时的电压、电流波形，响应时间T＝7ms，几乎没有超调，电压稳定在50V且波动比较小.图4所示是负载R＝1Ω时的IGBT驱动信号，从上到下依次是IGBT VT1、VT2、VT3、VT4 的控制信号.从波形中可以验证移相全桥原理，此时移相角90°左右，可以通过改变移相角来调节输出电压的大小.图3 负载R＝1Ω时输出电压、电流波形图4 负载R＝1Ω时IGBT驱动信号负载R＝0.5Ω时，输出电压、电流波形如图5所示.IGBT驱动信号如图6所示，通过图6可以看出移相角接近150°，此时再增加负载，直流电压波动比较大.因此，R＝0.5Ω被认为负载最大值.图5 负载R＝0.5Ω时输出电压、电流波形图6 负载R＝0.5Ω时IGBT驱动信号负载减小即R＝25Ω时，通过图7可知输出电压、电流波形出现很大的超调，且电流波形波动频繁.众所周知，ZVSCS移相全桥变换器软开关与原边电流大小有关，在负载较轻即电流比较小时，实现零电压开关比较困难.由图8可知，负载R＝25Ω时移相角为25°左右.图7 负载R＝25Ω时输出电压、电流波形图8 负载R＝25Ω时IGBT驱动信号由以上3种负载仿真结果可以看出，负载减小，移相角也相应地减小；随着负载的变化，输出电压基本维持在50V左右，波动较小，电流纹波也能达到要求.由此可见，参数选取合适.3 结语饱和电感参数选取对于实现滞后桥臂软开关很重要，根据需求初步算出一个值后还要经过仿真试验调整来确定.移相角可以在0°～180°连续可调，实际控制中必须考虑死区时间，防止上下桥臂直通.负载变化时，可通过电压闭环改变移相角大小来稳定输出的直流电压，负载越大移相角越大.参考文献：［1］张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计（修订版）［M］.北京：电子工业出版社，2004.［2］刘胜利.高频开关电源新技术［M］.北京：机械工业出版社，2005.［3］王建冈，陈乾宏，阮新波.改进型倍流整流电路ZVSPWM 全桥变换器［J］.电力电子技术，2001，35（3）：17－20.［4］姜菲菲，鲁明丽，杨浩东.开关电源中磁性元器件设计［J］.常熟理工学院学报，2008（10）：80－83.［5］田松亚，顾海涛，付炜亮，等.双零软开关逆变主电路的参数计算仿真与试验［J］.电焊机，2008，38（10）：44－50.［6］余新颜，段善旭，康勇.零电压零电流移相全桥 DC／DC变换器关键技术的研究［J］.通信电源技术，2005，22（1）：1－3.。
移相全桥PWM开关电源控制器设计与仿真研究
文章编号:100624710(2006)0320257205移相全桥PWM 开关电源控制器设计与仿真研究孙 强,方 波,张维娜(西安理工大学自动化与信息工程学院,陕西西安710048)摘要:采用TI 公司新一代移相PWM 控制芯片UCC3895,针对大功率全桥PWM 2ZVS 开关电源开发设计了电源控制器,阐述了峰值电流控制模式的实现以及调节器和保护电路的设计方法,特别是采用运放实现斜坡补偿避免了传统方法的不足。
最后用PSPICE9.1对控制器进行了仿真,结果验证了理论设计的合理性和可行性。
关键词:移相全桥;控制器;PSPICE;仿真;U CC3895中图分类号:TN86 文献标识码:ADesign and Simulation Research of the Controller ofFB 2PS 2PWM Switching Power SupplySUN Qiang,FANG Bo,ZH ANG Wei 2na(Faculty of Automation and I nformation Engineer ing,Xi .an Universit y of T echnology,Xi .an 710048,China)Abstr act:T he controller of FB 2PWM 2ZVS switching power supply is designed with the new type PS 2PWM IC UCC3895producted by TI company.This paper describes the realization of peakcurrent control mode,and design method of adjuster and pr otection cir cuit.Specilly,the implemen 2ting of slope compensation with operational amplifiers eliminates the defects caused by the con 2ventional appr oach.T he controller has been simulated with PSPICE9.1in the end and the simula 2tion r esults testify the rationality of design theory.Key words:phase shifted full bridge;controller;PSPICE;simulation;UCC3895 移相全桥PWM 开关电源具有拓扑结构简单、输出功率大、功率变压器利用率高、易于实现软开关、功率开关器件电压电流应力小等一系列优点,在中大功率应用场合受到普遍重视。
全桥移相软开关matlab仿真研究
全桥移相软开关matlab仿真研究姓名：王克峰摘要本文对PWM全桥ZVS软开关变换器进行了阐述和研究。
并简要给明了其工作原理和软开关实现的条件。
最后用matlab仿真进行了进一步的验证。
关键词：全桥移相软开关：零电压开关（ZVS）AbstractIn this paper，a detail analysis of soft full-bridge PWM conventer is performed.The operation elements and the soft-switching condtions are simply examined.And based on the analysis ,We verified it by Matlab simulation.Keywords:full bridge conventer;zero-voltage-switching(ZVS)第一章1.1 引言随着电力电子技术的高频化，开关损耗越来越不容忽视。
虽然提高开关器件的本身开关性能，能够减少开关损耗，但是如缓冲技术、无源无损技术、软开关技术等软开关技术在减少功率开关器件的开关损耗方面效果显著，理论上可以使开关损耗减少为零。
1.2 软开关技术的原理功率变换器通常采用PWM技术来实现能量的转换。
硬开关技术在每次开关通断期间功率器件突然通断全部的负载电流，或者功率器件两端电压在开通时通过开关释放能量，这种方式的工作状况下必将造成比较大的开关损耗和开关应力，使开关频率不能做得很高。
软开关技术是利用感性和容性元件的谐振原理，在导通前使功率开关器件两端的电压降为零，而关断时先使功率开关器件中电流下降到零，实现功率开关器件的零损耗开通和关断，并且减少开关应力。
1.3移相全桥PWM变换器移相PWM控制方式是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合。
其基本工作原理：每个桥臂的两个开关管180°互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。
移相全桥变换器电压模式控制器的设计与仿真
Ｋｅ ｙ ｗｏ ｒ ｄ ｓ ： ｐ ｈ ａ ｓ ｅ － ｓ ｈ ｉ ｉｆ ｆ ｕ ｌ ｌ － ｂ ｒ ｉ ｄ ｇ ｅ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ ， ＂ ｖ ｏ ｌ ｔ ａ ｇ ｅ ． － ｍ ｏ ｅ— ｄ － ｃ ｏ ｎ ｔ ｒ ｏ Ｌ ＇ Ｍａ ｔ ｌ ａ ｂ ； Ｓ ａ ｂ ｅ ｒ
ｒ ｅ ｓ ｕ ｌ ｔ ｓ ｓ ｈ ｏ ｗ ｔ ｈ ａ ｔ ｈｅ ｔ ｖ ｏ ｌ ｔ ａ ｇ ｅ — ｍｏ ｄ ｅ — ｃ ｏ ｎ ｔ ｒ ｏ ｌ ｌ ｅ ｒ ｆ ｅ ａ ｓ ｉ ｂ ｌ ｅ ａ ｎ ｄ ｔ ｈ ｅ ｓ ｙ ｓ ｔ ｅ ｍ ｃ ａ ｎ ｗ ｏ ｒ ｋ ｎ ｏ ｒ ｍａ ｌ ｌ ｙ ．
船 电技 术 ｌ 控制技术
移相全桥变换器 电压模式控制器 的设计与仿真
张涛 ，刘胜道 ，祝小雨
（ 海 军工程大学 电气工程学院，武汉 ４ ３ ０ ０ ３ ３ ） 摘 要：本文设计 了一款 Ｚ ＶＳ移相全桥变 换器 ，给 出了移相全桥变换器的小信号模型 。在小信 号模 型基础上 ，
采用 Ｍａ ｔ ｌ ａ ｂ软件 设计 了电压模式控制器 。最后采用 Ｓ ａ ｂ ｅ ｒ 软件对系统进行了仿真 。仿真结果表明电压模式控制器 是可行的 ，系统能够 正常运行 。 关键词 ：移相全桥变换 器 电压模式控制 中图分类号 ：Ｔ Ｍ４ ６ １ Ｍａ ｔ ｌ ａ ｂ Ｓ ａ ｂ ｅ ｒ 文章编 号：１ ０ ０ ３ ． ４ ８ ６ ２（ ２ ０ １ ３ ）１ ０ ． ０ ０ ２ ８ ． ０ ３
Ｏ 引言
在 开关 电源 的设计 与研 发 中，开关 变换器 控制
系统 的设计 是非 常重要 的一 个环 节 ，它 的好 坏直 接
额定 输 出电压 Ｉ １ ｏ ＝ ２ ５ Ｖ，变压 器副 原边 匝 Ｌ Ｌ ｎ ＝ Ｉ ／ ６ ，
移相全桥变换器电压模式控制器的设计与仿真
移相全桥变换器电压模式控制器的设计与仿真张涛;刘胜道;祝小雨【摘要】本文设计了一款ZVS移相全桥变换器,给出了移相全桥变换器的小信号模型.在小信号模型基础上,采用Matlab软件设计了电压模式控制器.最后采用Saber 软件对系统进行了仿真.仿真结果表明电压模式控制器是可行的,系统能够正常运行.【期刊名称】《船电技术》【年(卷),期】2013(033)010【总页数】3页(P28-30)【关键词】移相全桥变换器;电压模式控制;Matlab;Saber【作者】张涛;刘胜道;祝小雨【作者单位】海军工程大学电气工程学院,武汉430033;海军工程大学电气工程学院,武汉430033;海军工程大学电气工程学院,武汉430033【正文语种】中文【中图分类】TM4610 引言在开关电源的设计与研发中，开关变换器控制系统的设计是非常重要的一个环节，它的好坏直接决定着电源的性能和质量。
目前主要的控制方式有电压模式和电流模式两种，电流模式补偿简单，环路响应快，但是它的数学模型比较难得到；电压模式补偿稍复杂，但是它的数学模型比较容易得到[1]。
本文采用电压模式控制，在移相全桥变换器小信号模型的基础上设计了电压模式控制器，并用Saber软件进行了仿真，仿真结果表明电压模式控制器是可行的。
1 ZVS移相全桥变换器参数本文设计了一款ZVS移相全桥变换器，并进行了仿真实验。
全桥变换器采用UC3875N芯片控制，其主要参数如下：输入直流电压Vin=220～360 V，额定输出电压Vo=25 V，变压器副原边匝比n=1/6，开关频率f=50 kHz，谐振电感及变压器漏感Lr=8.18 μH，输出滤波电感L=25 μH，滤波电容C=500 μF，等效串联电阻（ESR）Rc=0.13 Ω，负载电阻R=0.25Ω，基准电压Vref=2.5V，UC3875N的PWM锯齿波峰值VM=3.23V。
2 移相全桥变换器小信号模型状态空间平均法是变换器小信号建模的一个常用方法。
移相式全桥电源控制器的设计与Matlab仿真分析
移相式全桥电源控制器的设计与Ｍａｔｌａｂ仿真分析
余 熠，江 明 （安徽工程科技学院电气工程系 安徽芜湖，２４１０００ ）
摘 要：采用 ＴＩ 公司新一代移相Ｐ Ｗ Ｍ 控制芯片Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５，针对大功率全桥Ｚ Ｖ － Ｚ Ｃ Ｓ － Ｐ Ｗ Ｍ 开关电源开发设计了电源
本文基于家用电动汽车夜间充电的实际，采用常规 充电方式。将 ２ ２ ０ Ｖ 交流电经整流后逆变，变压放大，再整 流滤波产生所需要的直流电压。充电器主电路采用移相控 制 ＺＶ－ＺＣＳ－ＰＷＭ 全桥变换器，实现了超前桥臂的ＺＶＳ 和滞后 桥臂的ＺＣＳ。
收稿日期： ２ ０ ０ ９ － ０ ７ － ０ ９ 作者简介： 余熠（１ ９ ８ ５ － ）， 男， 研究生， 主要研究方向为自动化 仪表及测试。
紧凑巧妙，具有完善的限流及过流保护、电源欠压保护、 基准欠压保护、软启动和软停止等功能。以图 １ 主电路为 控制对象，根据技术指标要求，以ＵＣＣ３８９５ 集成控制芯片 为核心设计的开关电源控制器框图如图 ３ 所示。图３ 中，控 制器由Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 、时钟与锯齿波形成电路、电压和电流采 样电路、斜坡补偿、调节器、隔离驱动及保护电路等部分 组成。采用峰值电流模式双环控制。
1 整体电路结构设计 全桥逆变电源电路逆变原理图如图 １ 所示。全桥逆变
电源在脉宽调制方式下工作。２ ２ ０ Ｖ 的交流电经整流滤波后 得到的直流电压加在桥臂上，通过Ｐ Ｗ Ｍ 波控制开关管的通 或断，得到正负半周对称的高频脉冲经变压器降压，再经 输出整流桥变为直流脉动方波，最后通过 Ｌ Ｃ 滤波得到直 流量加到负载铁锂电池上。由于电池充电需要工作在恒流 与恒压两种状态，所以，对电流信号采集采用Ｌ Ｅ Ｍ 型传感 器，被测电路和测量变换电路之间没有直接的电气联系， 具有很好的隔离作用。电压采样电路由精密电阻和可调电 阻构成，由于单片机Ａ Ｄ 测量最大设定范围一般为５ Ｖ ，所以 要使电池组电压成比例的缩小在 ５ Ｖ 范围内，为了抵抗电 气干扰和高压电击，该电路采用高速隔离光耦Ｐ Ｃ ８ １ ７ 隔离。
仿电流控制在移相全桥变换器中的仿真研究
扰 ， 强 电路 的稳 定性 ． 最后进 行 了仿 真验 证 ．仿 真 结 果表 明 ： 电流控 制 技 术应 用在 移相 全桥 变换 器 ９＆ ｖ￣ 增 仿 －
第６ 期
刘 炼， ： 等 仿电流控制在移相全桥 变换 器中的仿真研 究
ｄ ／ ｔ “ 一Ｕ） Ｃ ｕ ｄ ＝（ｉ 。Ｋ／ （） ２
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关键 词 ： 电流控 制 ； 相 全桥 变换 器 ； ｕｋ 仿 移 Ｂ ｃ 变换 器
中图分 类 号 ： Ｍ４ Ｔ ６
文 献标 志 码 ： Ａ
ＤＯ ：０ ９ ９ｊｓｎ１７ ．６ １ ０ １ ６ １ Ｉ１． ６／．ｓ．６３８９ ． １． ． ６ ３ ｉ ２ ００
传 统 的移 相 全 桥 变 换 器 反 馈 控 制 方 式 多 采 用 电压 、 电流 双 环 模 式 控 制 ， 压 模 式 控 制 反 电 应 速度 较 慢 ， 流模 式 控 制 存 在着 对 噪 声 过 于敏 电 感 等缺 点 ， 如加 滤 波器 将 导 致 相位 滞 后 ．采 用 仿 电 流 模 式 控 制 可 克 服 以上 缺 点 ． 因 为 普 通 的 电 流模 式 控 制 是 对 电路 中 的实 际 电流 进 行 采样 ， 而 仿 电 流 模 式 控 制则 是 通 过 自制 反 馈 电 流 的斜 坡 分 量 部 分 ， 到 峰值 电流 控 制效 果 ． 这 样模 拟 出 达 的 反馈 电流 具 有 较高 的稳 定 性 ， 外 界 的 干 扰不 对 敏 感 ， 控 制 系 统 反 应 速度 快 ． 目前 ， 电流 模 且 仿 式 控 制 主 要 应 用 在 单 级 性 开 关 电 路 ， 如 Ｂ ｃ 例 ｕｋ 变 换 器 ， 文将 仿 电 流 控 制应 用 到移 相 全 桥 电 本 路 中 ， 进 行 了仿 真 验 证 ． 并
毕业论文移相全桥软开关变换器的设计说明
移相全桥软件开关变换器的设计电气工程与其自动化跃 089064117 指导教师：胡雪峰副教授摘要软开关技术和数字控制是电力电子领域的重要课题。
本文就是对两者进行有机结合所做的简单尝试。
软开关的形式诸多，其中移相全桥零电压软开关变换器（Phase-Shift Full-Bridge Zero-Voltage Switching Converter，简称PSFB-ZVS 变换器）由于结构简单，控制方便在功率电源中获得了广泛的应用。
本文针对经典的PSFB-ZVS变换器拓扑进行了细致的分析，推导出电路工作的相关状态方程。
并用MATLAB软件对主电路进行了仿真，仿真结果证明了理论分析的正确性。
在此基础上，根据既有实验条件，设计了一台小功率的样机，对主电路和测控电路的参数进行了计算和选取，并以ARM STM32F407VG控制器为核心，结合数字PID控制理论实现了对变换器的电压电流双闭环控制。
利用ARM强大的事务管理机制，设计了友好的的人机界面，提高了装置的易操作性和灵活性。
关键字：移相全桥，软开关，ARM，数字控制ABSTRACTSoft-switching technique along with digital control scheme plays very important role in the subject of power electronics.This paper gives a simple try to combine the two techniques.Among so many constructions of soft switch,Phase-Shift Full Bridge ZVS converter has been widely used for medium-high power DC powersupply due to it's good performance with simple topology and simple control.Based on detailed analysis of the classical PSFB-ZVS converter,parameter calculation equations are derived in this paper.The main circuit is simulated by MATLAB to prove the validity of the theoretical analysis.Restricted by the resources in the laboratory,a low power prototype is made to observe operating mode of the circuit.Both parameter and structure of the main circuit and auxiliary circuit are designed.Based on the lasted ARM STM32F407VG mcu,combined with digital PID control scheme,the converter is operated under the control of voltage-current dual loop. Thanks to the powerful task-managing ability of ARM,a friendly HMI is built which makes the apparatus easy to manipulate and much more flexible.Keywords: Phase-ShiftFullBridge, Soft-Switching, ARM, Digital Control第一章 绪论1.1 课题背景电源是一切电气设备的心脏，其重要性不言而喻。
移相全桥电路的小信号建模与仿真
移相全桥电路的小信号建模与仿真翁传辉;蔡逢煌【摘要】小信号模型对于研究变换器的动态特性,变换器各元器件参数的设计有着十分重要的作用.本文从Buck电路出发,结合了移相控制以及零电压开关的原理,建立了移相全桥变换器的小信号模型.并通过对该电路的传递函数的幅频相频特性的分析,验证了该模型的正确性.【期刊名称】《电气技术》【年(卷),期】2016(000)004【总页数】4页(P63-66)【关键词】ZVS;移相全桥DC/DC变换器;小信号模型【作者】翁传辉;蔡逢煌【作者单位】福州大学电气工程与自动化学院,福建350108;福州大学电气工程与自动化学院,福建350108【正文语种】中文近些年来，移相全桥零电压开关PWM变换拓扑由于其自身的优点，受到了人们的广泛关注与研究。
该拓扑通过利用功率开关管的结电容以及变压器的漏感进行谐振，从而使开关管工作在零电压开关（ZVS）状态下。
ZVS能够减少开关损耗以及开关应力，并且能够简化缓冲器的设计，能够大大降低成本。
开关损耗的降低能够提高电路的工作频率，从而提高电路的功率密度。
小信号模型是研究电力电子变换器的动态性能的有力工具，所以对移相全桥电路进行小信号建模有十分重要的意义。
文献[1]中介绍了一种基于状态平均方程的小信号状态空间建模方法；文献[2]比较Buck电路与移相全桥电路的区别，建立了移相全桥小信号模型，并设计反馈补偿网络来改善变换器的特性。
本文从Buck模型入手，在简要分析了电路的原理后，详细介绍了移相全桥电路小信号建模的过程。
最后建立了移相全桥电路的传递函数，并通过Matlab仿真验证了模型。
图1给出了移相全桥变换器的电路拓扑，S1与S3为超前桥臂，S2与S4为滞后桥臂，为了实现零电压开关，滞后臂与超前臂开关时间相差一个移相角，这边是移相控制。
该工作方式让功率开关管的结电容谐振放电，使得功率开关管的反并联二极管先于功率开关管导通，从而实现功率开关管的零电压开通。
移相全桥仿真
SIMULATION #5Full-bridge Phase-shift ConverterObjectives1. Study the operation of a zero-voltage-transition converter.2. Simulate a full-bridge phase-shift DC-DC converter with ideal switches.3. Compare analytical and simulation results.4. Investigate the effect of load current and leakage inductance on commutation.5. Investigate the operation at different phase-shift settings.Instructions(Items shown boxed should be submitted with the report.)A. Front matter1. Cover page to include: course number, course name, simulation number, simulation title, your name, date simulation due, date simulation submitted.2. Copy of these instructions.B. Description of circuit operation1. A schematic of the full-bridge phase-shift DC-DC converter is shown in Figure 1. The output capacitances and the body diodes of the MOSFET switches are shown explicitly in order to facilitate analysis. The output of the rectifier is connected to an ideal current source which models a highly inductive load.2. Please refer to the PowerPoint presentation entitled “Zero-voltage-transition Full-bridge Phase-shift DC-DC Converter: Characteristic time intervals during one-half of the switching cycle” for a detailed description of the circuit operation.3. Study the PowerPoint presentation carefully, paying particular attention to the following for each of the time intervals described: a. Paths of current flow,b. Voltages across the switches,c. Voltage across the transformer,d. Voltage at the output of the rectifier,e. Current through the transformer leakage inductance,f. Currents through the rectifier diodes,g. Equations which govern charging and discharging of the capacitors.4. Figure 2 shows the simulated waveforms for the converter described in the PowerPoint presentation. The switching period is 10µs, phase-shift is 3µs, and the blanking time is 0.6µs.5. Directly from the waveforms shown in Figure 3, read off the values of all time instants18,...,t t , as defined in the PowerPoint presentation, assuming 041t s μ=. Your answers must be accurate to within 0.1µs.Fig. 1 Full-bridge phase-shift DC-DC converter.C. Setup and Verification1.Build the circuit shown in Fig. 2 in Multisim, exactly as shown.e DIODE_VIRTUAL component for all diodes.e a VOLTAGE_CONTROLLED_SWITCH for all switches.e a PULSE_VOLTAGE component for all switch controlling sources.e TS_XFMR_TAP component for the transformer and set the Primary-to-Secondary Turn Ratio to 0.2.2.Set the PULSE_VOLTAGE source rise and fall times to 1ns. Adjust the Period, DelayTime, and Pulse Width parameters for each source in order to simulate the following conditions: switching period of 10µs, phase-shift of 3µs, and the blanking time of 0.6µs.This requires some thinking!3.Provide the values of the Period, Delay Time, and Pulse Width parameters you haveselected for each source.Fig. 2 Schematics of the converter as simulated in Multisim.F i g . 3 O n e f u l l c y c l e o f s i m u l a t e d s w i t c h i n g w a v e f o r m s f o r a f u l l -b r i d g e p h a s e -s h i f t D C -D C c o n v e r t e r w i t h 2 d i o d e f u l l -w a v e r e c t i f i e r . I n p u t v o l t a g e 400V , t r a n s f o r m a t i o n r a t i o 1 : 0.2 : 0.2, o u t p u t c u r r e n t 50A , s w i t c h i n g f r e q u e n c y 100k H z , l e a k a g e i n d u c t a n c e 20µH , s w i t c h c a p a c i t a n c e 5n F , p h a s e s h i f t 3µs , b l a n k i n g t i m e 0.6µs .4. Under Simulate → Interactive Simulation Settings … set the maximum time step to TMAX=1ns.5. To verify that you have the correct gating sequence, compare your waveforms G1, G2, G3, G4 to the waveforms Vg1, Vg2, Vg3, Vg4, shown in Figure 3. They should be identical. If not, return to step 2.6. To verify the correct simulation of the entire circuit, compare the waveforms Va, Vb, and Vx to the waveforms shown in Figure 3. They should be identical.D. Comparison with Analytical Results1. Consider the time interval 2 (see step B2 for reference,) which starts when M4 turns off. C4 is charging and C3 is discharging, such that the voltage VB increases from 0 to Vin.2. Provide an analytical expression for the time interval 21t t − required for a full dischargeof the capacitor C3 in terms of C3, C4, n, Io, and Vin.3. Calculate the numerical value of the expression and compare it to the 21t t − interval as previously found in step B5 from the simulated waveforms shown in Figure 3.4. Is the blanking time in our example longer or shorter than the time required for C3 to fully discharge? Explain how this leads to a drastic reduction of the switching losses for transistor M3 (and M1 in the next half-cycle.)5. Consider next the time interval 5 (see step B2 for reference,) which starts when M1 turns off.6. Calculate the period of oscillation To of a resonant LC circuit when L=Ls and C=C1+C2.7. Compare the value of To/4 to the time 54t t −it takes for C2 to fully discharge, as previously found in step B5 from the simulated waveforms shown in Figure 3.8. Is the blanking time in our example longer or shorter than the time required for C2 to fully discharge? Explain how this leads to a drastic reduction of the switching losses for transistor M2 (and M4 in the next half-cycle.)9. The resonant discharge of C2 is driven by the magnetic energy stored in Ls at thebeginning of the discharge interval. For C2 to discharge fully and C1 to fully charge, the initial magnetic energy must be larger than the final electrical energy, that is:22111222()()s o in L nI C C V >+.10. Verify that the above inequality is satisfied for the converter shown in Figure 2. 11. All other parameters being the same as in Figure 2, but with s L variable, what is theminimum value of the transformer leakage inductance required for the above inequality to hold?12. All other parameters being the same as in Figure 2, but with o I variable, what is theminimum value of the load current required for the above inequality to hold?13. To illustrate what happens when either the leakage inductance or the load current are too small, modify the circuit shown in Figure 2 by reducing the load current to Io=30A. 14. Provide a plot of the voltage waveform Va, focusing on the discharge interval.15. What does the new waveform imply for the switching losses of transistor M2 and why?E. Output DC Voltage1.Set to load current back to Io=50A, as originally shown in Figure2.2.To find the output DC voltage Vo we will perform a transient analysis to find Vx(t) andthen calculate the running average of Vx over one switching cycle.3.Under Simulate → Analyses → Transient Analysis … set the Maximum time step toTMAX=1ns and End time to TSTOP=30µs.4.Under the Output tab add V(vx) to the list of variables for analysis.5.In addition, enter the following expression: avgx(V(vx),10e-6).6.Show both Vx waveform and its running average on the same plot.e cursors to find the value of the output DC voltage.8.What is the largest possible value of the phase-shift in micro-seconds?9.Keeping the period and the blanking time the same, change the phase-shift to itsmaximum value. See step C2.10.Provide the new values of the Period, Time Delay, and Pulse Width parameters for eachsource, required for simulating maximum output voltage.11.Show both Vx waveform and its running average on the same plot.e cursors to find the value of the maximum output DC voltage.13.Explain why is the maximum achievable output DC voltage lower than 400Vx0.2=80V,as would expected from a transformer turn ratio of 0.2.F. Bonus Questions1.With reference to Vx waveform in Figure 3, explain why the overshoot and ringingoccur only on the rising edge and not on the falling edge of the waveform.2.What would you add to the rectifier in order to minimize the ringing? Demonstrate theeffectiveness of your design via simulation. Show the schematics and the new waveform Vx.。
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文章编 号 ：０ ９３ ６ （０ ８ ０ —０ １０ １ ０ —６ ４ ２ ０ ） ５０ ４ —２
董 ｊ 谶 艨
移 相 全 桥 变 换 器 的 建 模 与 仿 真
王海莉 ， 吴延华 （ 黑龙江科技学 院电信学 院 ， 黑龙江 哈尔滨 １０ ２ ） ５０ ７ 摘要 ：文章通过 Ｂ ｃ ｕ ｋ变换 器推导 出移相全桥 变换 器的 小信 号 电路 模型 ， 用解析理论 的 方法求得 变换 器运 行特性 利 的解析表 达式 ， 使之成 为能对变换器进行定性和定量分析 的建模方 法。建模过程 中需要 做 出某些近似 假设 ， 以求简化分 析。并采用 ＭＡＴ ＡＢ软 件进 行仿真 ， 用奈奎斯特判 据来判断 系统的稳定性 。 Ｌ 利
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图 １ 理想 Ｂ ｃ ｕｋ变 换 器
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出的 。这 种方 法不 仅 简 化 了计 算 过 程 ， 各 种 不 同结 使 构变 换器 的解 析模 型 具 有 了 统一 的形 式 ， 且 操 作 性 而 更强 ， 工作 人员 仍 可 以用 波 德 图 （ ｏ ｅＰ ｏ） Ｂ ｄ ｌｔ 或者 奈 奎
斯特 （ ｑ ｉｔ定理来 对 系统 进行 是否 稳定 的判 定 。 Ｎｙ ｕｓ）
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圈 ２ 在 ＣＣＭ 状 忑 Ｆ的 变 换 器
１ 变 换 器 小 信 号 电 路模 型 的 推 导
由于移 相 全 桥 变 换 器 可 由 Ｂ ｃ ｕ ｋ变 换 器 变 化 而 来 ， 先 根据 Ｂ ｃ 首 ｕ ｋ变 换器 的原 理 ， 采用 状 态 空 间平 均
维普资讯
通 镌 电 潦 】 ． Ｉ ：
２０ ０ ８年 ９月 ２ ５日第 ２ ５卷第 ５期
Ｔｅ ｅ ｏ Ｐ ｗｅ ｃ ｎ ｌｇ ｌ ｃ ｍ ｏ ｒ Ｔｅ ｈ ｏ ｏ ｙ Ｓ ｐ２ ｅ ． ５，２ ０ ０ ８，Ｖｏ ．２ ．５ １ ５ Ｎｏ
关 键 词 ： 相 全桥 ； 态一 空 间 平均 法 ； ＴＬ 移 状 ＭＡ ＡＢ 中图 分 类 号 ： ＴＮ７２ １ 文 献 标 识 码 ：Ａ
Ｍ ｏ ｅｉｇ ａ ｄ Ｓ ｍ ｕ ａｉｎ ｏ Ｂ Ｚ Ｓ ＰＷ Ｍ ｎ ｅ ｔｒ ｄ ｌ ｎ ｉ ｌｔ ｆＦ Ｖ － ｎ ｏ Ｃｏ ｖ ｒｅ
０ 引 言
由于开关 电源是一 个线 性 与非线 性相 结合 的综 合 系统 ， 系统 的动 态 研 究 和设 计 带 来 很 多 不 便 。本 文 给 主要 是用 状态 空 间平 均 法来 进 行 建 模 ， 是 由美 国加 它
里福 尼亚 理工 学 院 的 Ｒ． ． ｄ ｌｂ ｏ ｋ于 １７ Ｄ Ｍｉｄｅ ｒｏ ９ ６年 提
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Hale Waihona Puke 法， 立 Ｂｃ 建 ｕｋ变 换 器 的小 信 号 模 型 。对 变 换 器 进 行 简化 ， 使其 工 作 在 理 想 状 态 ， 即状 态 转 换 是 瞬 间完 成
的 ， 任何 时候 都 只有两 种状 态存 在— —导 通 或关 断 。 在 选择 电感 电流 ｉ 电 容 电压 Ｕ 状 态 参 量 ， 出 电 和 为 输 压 Ｕ。 输入 电流 为输 出参 量 ， 为输 入参 量 ， 和 Ｕ。 ｄ为
Ｗ ＡＮＧ ．ｌ Ｗ Ｕ ｎ ｈ ａ Ｈａ＿ｉ ， Ｙａ ＝ ｕ
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