D类放大器术语以及差分方式与单端方式的比较

D类放大器术语以及差分方式与单端方式的比较图3示出D类放大器中输出晶体管和LC滤波器的差分实现。

这个H桥具有两个半桥开关电路，它们为滤波器提供相反极性的脉冲，其中滤波器包含两个电感器、两个电容器和扬声器。

每个半桥包含两个输出晶体管，一个是连接到正电源的高端晶体管MH，另一个是连接到负电源的低端晶体管ML。

图3中示出的是高端pMOS晶体管。

经常采用高端nMOS晶体管以减小尺寸和电容，但需要特殊的栅极驱动方法控制它们(见深入阅读资料1)。

全H桥电路通常由单电源(VDD)供电，接地端用于接负电源端(VSS)。

对于给定的VDD和VSS，H桥电路的差分方式提供的输出信号是单端方式的两倍，并且输出功率是其四倍。

半桥电路可由双极性电源或单极性电源供电，但单电源供电会对DC偏置电压产生潜在的危害，因为只有VDD/2电压施加到过扬声器，除非加一个隔直电容器。

“激励”的半桥电路电源电压总线可以超过LC滤波器的大电感器电流产生的标称值。

在V DD和VSS之间加大的去耦电容器可以限制激励dV/dt的瞬态变化。

全桥电路不受总线激励的影响，因为电感器电流从一个半桥流入，从另一个半桥流出，从而使本地电流环路对电源干扰极小。

音频D类放大器设计因素虽然利用D类放大器的低功耗优点有力推动其音频应用，但是有一些重要问题需要设计工程师考虑，包括：*输出晶体管尺寸选择；*输出级保护；*音质；*调制方法；*抗电磁干扰( EMI)；*LC滤波器设计；*系统成本。

输出晶体管尺寸选择选择输出晶体管尺寸是为了在宽范围信号调理范围内降低功耗。

当传导大的IDS时保证VD S很小，要求输出晶体管的导通电阻(RON)很小(典型值为0.1W~0.2W)。

但这要求大晶体管具有很大的栅极电容(CG)。

开关电容栅极驱动电路的功耗为CV2f，其中C是电容，V是充电期间的电压变化，f是开关频率。

如果电容或频率太高，这个“开关损耗”就会过大，所以存在实际的上限。

因此，晶体管尺寸的选择是传导期间将IDS×VDS损失降至最小与将开关损耗降至最小之间的一个折衷。

在高输出功率情况下，功耗和效率主要由传导损耗决定，而在低输出功率情况下，功耗主要由开关损耗决定。

功率晶体管制造商试图将其器件的RO N×CG减至最小以减少开关应用中的总功耗，从而提供开关频率选择上的灵活性。

输出级保护输出级必须加以保护以免受许多潜在危险条件的危害：过热: 尽管D类放大器输出级功耗低于线性放大器，但如果放大器长时间提供非常高的功率，仍会达到危害输出晶体管的水平。

为了防止过热危险，需要温度监视控制电路。

在简单的保护方案中，当通过一个片内传感器测量的温度超过热关断安全阈值时，输出级关断，并且一直保持到冷却下来。

除了简单的有关温度是否已经超过关断阈值的二进制指示以外，传感器还可提供其它的温度信息。

通过测量温度，控制电路可逐渐减小音量水平，减少功耗并且很好地将温度保持在限定值范围内，而不是在热关断期间强制不发出声音。

输出晶体管过流: 如果输出级和扬声器端正确连接，输出晶体管呈低导通电阻状态不会出现问题，但如果这些结点不注意与另一个结点或正、负电源短路，会产生巨大的电流。

如果不经核查，这个电流会破坏晶体管或外围电路。

因此，需要电流检测输出晶体管保护电路。

在简单保护方案中，如果输出电流超过安全阈值，输出级关断。

在比较复杂的方案中，电流传感器输出反馈到放大器中，试图限制输出电流到一个最大安全水平，同时允许放大器连续工作而无须关断。

在这个方案中，如果限流保护无效，最后的手段是强制关断。

有效的限流器还可在由于扬声器共振出现暂时的大瞬态电流时保持放大器安全工作。

欠压: 大多数开关输出级电路只有当正电源电压足够高时才能正常工作。

如果电源电压太低，出现欠压情况，就会出现问题。

这个问题通常通过欠压封锁电路来处理，只有当电源电压大于欠压封锁阈值时才允许输出级工作。

图4 输出级晶体管的先合后开开关输出晶体管导通时序 : MH和ML输出级晶体管(见图4)具有非常低的导通电阻。

因此，避免MH和ML同时导通的情况很重要，因为它会产生一个从VDD到VSS的低电阻路径通过晶体管，从而产生很大的冲击电流。

最好的情况是晶体管发热并且消耗功率；最坏的情况是晶体管可能被毁坏。

晶体管的先开后合控制通过在一个晶体管导通之前强制两个晶体管都断开以防止冲击电流情况发生。

两个晶体管都断开的时间间隔称为非重叠时间或死区时间。

．．．．．．．．．．．．．利用新的调制技术和滤波器结构降低D类放大器的EMI(上)D类放大器通常具有比AB类放大器更高的效率，适合低功耗应用。

然而，尽管D类放大器具有这一先天优势，但仍然不能弥补传统D类放大器所存在的缺点，即增加了成本，降低了音频性能，并且需要输出滤波。

然而，近年来D类放大器技术的进步，降低了D类放大器成本，同时可以提供与AB类放大器相类似的音频性能。

此外，一些新型的D类输出调制方案同时也降低许多应用中的EMI。

近年来D类放大器的技术迅猛发展，最常见的莫过于应用于每个通道低于50W的低功耗产品中。

在这些低功耗应用中，D类放大器相比传统AB类放大器而言有效率上的先天优势，因为D类放大器的输出级通常只处于导通或关断，没有中间偏压级。

然而，长久以来，这一效率上的优势并未使其获得设计人员的广泛青睐，因为D类放大器也有明显的缺点：器件成本高、较差的音频性能(与AB类放大器相比)，并且需要输出滤波。

近年来，受以下两个主要因素的影响，这样的局面正逐渐扭转，使D类放大器在很多应用领域引起了人们的广泛关注。

首先，是市场需要。

D类放大器的某些优点推动了手机和LCD平板显示器这两个终端设备市场的迅速发展。

对于手机来说，扬声器和PTT (Push-to-Talk，一键通)模式需要D类放大器的高效率，以延长电池寿命。

LCD平板显示器的发展对电子器件提出了“低温运行(cool running)”的需求，这是由于工作温度的升高将影响显示颜色对比度。

而D类放大器的高效率意味着驱动电子设备时功耗更低，使LCD平板显示器工作时发热更少，图像显示效果更好。

影响D类放大器应用的第二个因素便是自身技术的发展。

根据市场需要，一些制造商改进了D类放大技术，使D类放大器具有更理想价格的同时，也具备了与AB类放大器相近的音频性能。

此外，一些新型的D类放大器输出调制方案还可以降低实际应用的EMI。

某些新型D类放大设计方案虽然是基于老式的PWM型结构，但采用了更复杂的调制技术，实现低功耗系统中的无滤波工作。

效率指标可以通过测试验证，但某些设计人员仍然怀疑基于这些新技术的产品将存在普遍的EMC/RFI兼容性问题。

实际上，良好的PCB布局和较短的扬声器连线可以保证大大降低EMI幅射，使之满足FCC或CE标准。

应用难点有些应用中的物理布局需要长的扬声器连线，这样的扬声器连线便具有天线效应，必须严格控制RF幅射。

实际上，扬声器连线越长，它作为天线产生幅射的频率就越低。

同时，某些应用要求EMI幅射低于CE/FCC标准，以符合汽车电子规范，或者避免干扰其他低频电路。

面对如此纷繁各异的需求，这些应用往往成为一些难点无法克服。

最有代表性的应用难点便是平板电视。

由于扬声器通常排列在设备的外侧边缘，往往不可避免的要使用长的扬声器连线。

如果还存在模拟视频信号，则仅仅满足FCC或CE的RF幅射要求还不够(这些标准只针对30MHz以上的频率)；往往还需要抑制开关基频以避免干扰视频信号。

如果采用早期PWM放大器所用的传统LC滤波器，则需要对其进行分析，以保证他们能有效抑制新型放大器所产生的高频开关瞬态。

PWM型D类放大器传统D类放大器通常基于脉宽调制(PWM)原理设计。

其输出可以配置为单端或全差分桥接负载(BTL)。

图1为PWM型D类放大器的典型BTL 输出波形。

快速的切换时间和接近轨至轨的摆幅使此类放大器具有非常高的效率。

然而，这些特性使放大器具有宽的输出频谱，可能导致高频RF幅射和干扰。

因此，采用此类方案通常需要使用输出滤波器来抑制有害的RF幅射。

如图1所示，如果器件的反相和同相输出回路具有较高的匹配度，则两个对称输出信号波形在扬声器或连线上将具有很小的共模(CM)信号(底部的迹线)。

注意：50%占空比代表零输入信号(空闲状态)。

因此，可以设计一个差分低通滤波器，用于衰减信号波形中高频分量(快速切换所产生的)，同时保留有用的低频分量以输出到扬声器。

新一代调制技术随着市场对D类放大器需求的不断增长，一些制造商最近推出了可独立控制H桥的两个半桥的新一代调制方案。

这一调制方案具有两个主要优点：音频信号较弱或空闲状态时，负载上几乎没有差分开关信号。

较传统PWM设计改进了静态电流损耗。

最小脉冲，共模(CM)开关信号有助于降低导通和关断瞬态。

BTL输出引脚的空闲状态直流电平(滤波后)接近于GND。

因此，滤波元件的不匹配或杂散电容(可能导致放大器导通或关断时出现音频杂音)可减到最小。

显然，这一新技术虽具有一些优点，但放大器输出将不再对称。

图2所示的信号波形(以MAX9704立体声D类放大器为例)具有较高的共模分量。

此类D类放大器对输出滤波器的要求，不同于具有传统差分输入和互补PWM输出的放大器。

与PWM相比，MAX9704调制方案的输出往往含有较高的共模信号，设计输出滤波器时需要考虑这点。

正如后面的实例所示，传统差分滤波器拓扑结构的效果往往不太理想。

图3a给出了传统的PWM型D类输出LC滤波器，及其理想值。

为简单起见，可假设扬声器负载具有理想的8电阻，并且忽略电感的直流阻抗。

通过一些简单的SPICE仿真便可得出问题所在。

图3b给出了图3a中滤波器对差分输入信号的频率响应。

给出了两个输出结点(FILT1，FILT2)相对于GND的响应曲线。

图中给出的器件值在30kHz的频率以上具有理想的二阶滚降，以及理想的瞬态。

音频带内群延迟特性在4?s 内保持平坦。

图3c给出了共模输入时同一滤波器的输出。

同样，两个输出的响应曲线均相对于GND。

输出结果(Y轴偏移)具有很大的尖峰，并具有明显的欠阻尼。

结合共模信号下滤波器的等效电路(图4)，就很容易理解为什么会出现这一结果。

由于仿真时采用理想匹配的电感和电容器，因此阻性负载上差分信号为零，因此不会LC元件不会出现任何衰减。

L1与C1谐振(L2与C3同理)产生峰值。

在时域内(图中未显示)，这种情况将会出现较大的过冲和振荡。

注意，输入共模信号时，C2将引入一个零点。

因此滤波器的截止频率(此时称作谐振频率可能更加准确)将高于差分输入时的截止频率。

这时你或许会问，这样会有问题么？如果该频率下输出频谱共模能量为零，那么便没什么问题。

然而，如果峰值频率与D类放大器开关频率正好相等，则扬声器和连线上将出现较大的输出电压幅度。