平均电流模式的控制电路设计
基于L4981A的平均电流控制单相Boost PFC设计
２ｚＡ２Ｖ，．（ｒｍｓ）
（２）
其 中， ，为 电感 电流 的纹波系数 ，通 常取 １０％～３０％
较为合适 ，这里取Ｋ△，，＝２５％；九为高频 电压纹波 系数
（△ ） ，取 ％。计算得Ｃｉ ＝１．４３ ｇＦ，此处选取３ 个０．６８￣ｔＦ／２５０ Ｖ的电容并联。
电感 Ｌ、 芙管Ｑ、 中』王竹Ｄ、输ｆｎ滤波电 Ｃ。以及负
裁 Ｒ 、
工 Ｌ
Ｄ
２ ＝ｃ －－
＿＿
一
ｊ
２．２ 变 换 器 工 作 原 理
·Ｉ１人功 率 的ＢＯ０ｓｔ ＰＦＣ 工 作于 ｃｃＭ懊代 、此 时 的 Ｂｏ０ｓｔ变换 ｔ要 ２，＼Ｉ 馍态：升 天导通幞态及扦天 天 念
输入 功率 因数 ：ＰＦ＞Ｏ．９９；
输入 电流总谐波失真 ：ＴＨＤ＜５％；
Ｉｍ（，－ｍｓ）ｍａｘ－ ｇｕｔ
１５ ００ ＝ｌ８９４Ａ ．
（ ）
其 中， ｒ册 为最小输入 电压有效值 ，ｑ￣ＪＢｏｏｓｔ级效
率 ，这里取０．９。
１．２ 参数 选取
１．２．１ 高频输 入 电容
高频输入 电容的计算公式为［４１
第ｏ５卷 第ｏ３期 ２０ １ ８年 ６月
Ｉ ｄ３ 。２ ｉ业ａｌＴ蕊。术ｌｏｇｙ 。新ｖａｔｉ。
ｖ。１．０５ Ｎｏ．０３ Ｊｕｎ．２０１８
基 于 Ｌ４９８ １ Ａ的平均 电流 控 制单 相 Ｂｏｏｓｔ Ｐ ＦＣ设 计
马 鹏 飞 （华 中科技 大学 中欧清洁与可再生 能源学院 ，湖北武汉 ４ ３００７４）
１ 关Ｏ导迎 ｌｌ、Ｊ，ｊＩ ｒ怍状 态如 ２ａ所 示 ，此 州‘ ·剐
三
Ｄ
＋
，
１
基于boost型电路的apfc设计与实现
收稿日期: ２０１９ ０８ ２２ꎬ 修回日期: ２０１９ １１ ２５
作者简介: 刘磊(１９９３) ꎬ 男ꎬ 硕士研究生ꎬ 研究方向为电力电子与电力传动ꎮ
１期
１０９
刘 磊等: 基于 ＢＯＯＳＴ 型电路的 ＡＰＦＣ 设计与实现
电流脉冲进行抑制ꎬ 从而提高功率因数ꎮ 但是这种
校正功率因数方法十分有限ꎬ 一般仅能达到 ０ ８６ 左
ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｌ６５６２ ａｓ ｔｈｅ ｃｏｒｅ ｃａｎ ａｃｈｉｅｖｅ ａ ｓｔａｂｌｅ ＤＣ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｕｔｐｕｔ ｏｆ
４００Ｖ ｗｉｔｈｉｎ ａ ｗｉｄｅ ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｎｇｅ ｏｆ ８０ ~ ２７０Ｖꎬ ａｎｄ ｈａｓ ｔｈｅ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｏｆ ｓｉｍｐｌｅ ｃｉｒｃｕｉｔꎬ ｈｉｇｈ ｅｆｆｉ￣
ｃｉｅｎｃｙꎬ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｏｎ ｔｈｅ ｎｅｔｗｏｒｋ ｓｉｄｅ ｕｐ ｔｏ ０ ９６ꎬ ｔｏｔａｌ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｒａｔｅ ａｎｄ ｌｏｗ ｃｏｓｔ.
Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ: ａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎꎻ Ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒꎻ ａｖｅｒａｇｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｒｏｌ
电流环为内环?用于波形跟踪?外环为电压环?保证输出电压的稳定?该控制方法可扩大系统的稳定域增强系统的动态特性和稳定性?同时还可在很大程度消除输出电压波形中频率较低的纹波3?由于峰值电流模式控制电路中电感电流往往带有噪声?容易引起比较器误动作?造成工作不稳定?这对很多精确控制电感电流平均值的电源来说是不允许的?所以本课题选用了平均电流模式控制?该方法的优点是控制精度高?而且积分环节对电感电流具有滤波作用?其原理如图3所示?图3平均电流模式控制的原理3????2控制电路的设计该课题控制电路的主控芯片应用了st公司的l6562?芯片内部具有一特殊电路结构的高线性度的乘法器?在宽输入范围内均具有良好的thd?功耗极低?且门极驱动电流达到了700ma?经电气隔离后可直接驱动中小功率的mos和igbt?图4为设计的具体原理图?图4控制电路原理图采用电阻检测和电压传感器都可以使引脚3获半个正弦波电压波形?前者检测几乎无延时?辅助电路简单?但检测电路与主电路没有电气隔离?利用电压传感器需要配置电源?成本高?但是检测电路与主电路是隔离的?本设计基于整机功率较小?所以利用电阻网络分压来检测?c2c3是为让3引脚获得稳定的正弦波?r8和rp1实现输出分压采样的功能?为引脚1提供比较电平?r9r10c7c8与引脚12构成了pi调节器?其中c8为皮法量级?目的是为了防止自激振荡?属于密勒补偿?r10是为了限制比较器的开环增益?电阻r4是为了防止mos管发生寄生振荡?但此电阻会影响栅源驱动电压的建立?所以取数十欧姆为宜?mos管栅极绝缘二氧化硅层很薄?当栅源电压高于20v会将它击穿?所以二极管vd6和稳压管vs1是为了稳定栅极电压?r6并联在栅源之间是为了增强mos管的抗干扰能力?与mos源极相连的电阻r7是过电流保护的电阻?与芯片的引脚4相连?当其引脚4检测电压达到内部比较器阈值电压时?芯片内部通过触发器来封锁脉冲?从而保护开关管?zcd引脚为过零检测端?本设计中未用到此功能?所以直接接地禁止该功能?4实验测试为了验证课题设计的正确性和可行性?本文利用了multisim仿真软件对主电路进行建模并仿真?由于在仿真软件中仿真的模型是理想模型?有些未能在仿真软件中找到的器件应用了软件中相近的器件来代替?因此会导致仿真出来的结果与实际结果之间会有略微的差别?图5分别是交流输入电压为80v与270v在交流输入侧测到的电压与电流的波形图?从图中可以看
单相Boost_APFC电路的设计与分析
文章编号:１００４－２８９Ｘ(２０２１)０６－００５５－０３单相ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路的设计与分析汪子琦ꎬ厉伟(沈阳工业大学电气工程学院ꎬ辽宁㊀沈阳㊀１１０８７０)摘㊀要:开关电源等电力电子设备内部存在的不可控整流电路很容易造成输入电流的畸变ꎬ将会导致谐波污染和用电安全等问题ꎮ本文针对这些问题ꎬ分析了ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路的平均电流法控制原理ꎬ提供了电路设计参数计算ꎮ并通过ｓｉｍｕｌｉｎｋ软件对设计电路进行仿真ꎬ结果表明该电路的功率因数达到０ ９９６ꎬ总谐波失真低于２％ꎬ能够有效抑制电流谐波ꎬ符合国家标准ꎮ关键词:功率因数ꎻＡＰＦＣꎻ平均电流法中图分类号:ＴＭ１３㊀㊀㊀㊀㊀文献标识码:ＢＤｅｓｉｇｎａｎｄＡｎａｌｙｓｉｓｏｆＳｉｎｇｌｅＰｈａｓｅＢｏｏｓｔＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＣｉｒｃｕｉｔＷＡＮＧＺｉ￣ｑｉꎬＬＩＷｅｉ(ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇꎬＳｈｅｎｙａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＳｈｅｎｙａｎｇ１１０８７０ꎬＣｈｉｎａ)Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ｔｈｅｕｎｃｏｎｔｒｏｌｌａｂｌｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒｃｉｒｃｕｉｔｓｉｎｐｏｗｅｒｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｅｑｕｉｐｍｅｎｔｓｕｃｈａｓｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｉｅｓｃａｎｅａｓｉｌｙｃａｕｓｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｏｆｔｈｅｉｎｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔꎬｗｈｉｃｈｗｉｌｌｌｅａｄｔｏｐｒｏｂｌｅｍｓｓｕｃｈａｓｈａｒｍｏｎｉｃｐｏｌｌｕｔｉｏｎａｎｄｅｌｅｃｔｒｉｃｉｔｙｓａｆｅｔｙ.ＴｈｉｓａｒｔｉｃｌｅａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅａｖｅｒａｇｅｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＢｏｏｓｔＡＰＦＣｃｉｒｃｕｉｔꎬａｎｄｐｒｏｖｉｄｅｓｃｉｒｃｕｉｔｄｅｓｉｇｎｐａｒａｍｅｔｅｒｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ.Ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｃｉｒｃｕｉｔｉｓｓｉｍｕｌａｔｅｄｂｙｓｉｍｕｌｉｎｋｓｏｆｔｗａｒｅꎬａｎｄｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｐｏｗｅｒｆａｃ￣ｔｏｒｏｆｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｒｅａｃｈｅｓ０ ９９６ꎬａｎｄｔｈｅｔｏｔａｌｈａｒｍｏｎｉｃｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｉｓｌｅｓｓｔｈａｎ２％ꎬｗｈｉｃｈｃａｎｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙｓｕｐｐｒｅｓｓｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｈａｒｍｏｎｉｃｓａｎｄｍｅｅｔｔｈｅｎａｔｉｏｎａｌｓｔａｎｄａｒｄｓ.Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒꎻａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎꎻａｖｅｒａｇｅｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌ１㊀引言目前ꎬ电力电子技术日益广泛地应用到军事㊁工业等技术领域ꎮ以开关电源为例ꎬ其输入级大多利用二极管等元件构成的整流电路ꎮ这些电路为电力系统带来严重的谐波问题ꎬ使电网的供电质量以及用电的安全性得不到有效保证[１]ꎮ这一负面影响在电力行业中得到了越来越多的关注ꎮ如何抑制电流脉冲的幅值ꎬ使之最大程度上接近于正弦波ꎬ成为解决这一问题的有效方法ꎮＡＰＦＣ相比于无源功率因数校正技术有更加明显的谐波抑制效果ꎬ同时对功率因数的提高更加显著㊁抗干扰能力强ꎮ㊀㊀ＡＰＦＣ技术的思路就是利用功率开关的开通和关断将电感中储存的能量周期性地释放到电容中ꎬ从而对电路输入的电流大小进行控制ꎬ使电流尽量跟随电压的正弦波[２]ꎮ通过ＡＰＦＣ技术ꎬ电源的功率因数得到提高ꎬ降低了整流器件对电网的谐波注入ꎮ本文介绍了电路的平均电流法控制原理ꎬ并设计了一种升压型ＡＰＦＣ电路ꎮ在此基础上ꎬ利用ｓｉｍｕｌｉｎｋ软件对该电路搭建仿真模型ꎬ验证了功率因数校正的有效性ꎮ２㊀基于平均电流法的ＡＰＦＣ控制原理㊀㊀目前ꎬＡＰＦＣ电路的控制方法的分类以电感电流的连续性进行的ꎮ其中应用最为广泛的就是连续导电模式(ＣＣＭ)[３]ꎮ本文中的ＡＰＦＣ电路采用的是ＣＣＭ下的平均电流控制ꎮ其基本原理是通过开关管控制电感电流ꎬ使其跟踪整流电路后的电压指令ꎮ具体的控制思路就是ꎬ当输入电流比乘法器的输出大ꎬ调节功率开关的占空比Ｄꎬ从而减小电流ꎮ反之当输入电流的有效值小于乘法器的输入信号时ꎬ则增大电流ꎮ这样输入电流和输入电压同相位ꎮ避免了整流元件对电网的谐波注入ꎬ提升能源效率ꎮ图１为平均电流法ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路图ꎮ其控制回路分为电流环和电压环ꎮ在连续电流模式下ꎬ电路工作时电感电流波形图如图２所示ꎮ图１㊀平均电流法ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路图图２㊀电感电流波形图３㊀ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路的设计３ １㊀电路的技术指标㊀㊀ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路在开关电源等电子装置中应用极为广泛ꎮ一方面能够实现功率因数校正的目的ꎬ另一方面也能稳定输出直流电压ꎬ其控制较简单适用中小功率电源中[４]ꎮ本文设计的ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路主要技术指标如表１所示ꎮ表１㊀ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路的技术指标序号参数数值１输入电压范围Ｕｉｎ１８０~２６０Ｖ２工作频率ｆＮ５０Ｈｚ３输出直流电压Ｕ０４００Ｖ４开关频率ｆｓｗ１００ｋＨｚ５输出功率Ｐ６００Ｗ６功率因数ｃｏｓφ>０ ９９３ ２㊀升压电感计算㊀㊀Ｂｏｏｓｔ电路的升压电感的在电路中有储能㊁转换和滤波的作用ꎮ输入电压为最小(１８０Ｖ)ꎬ此时输入电流达到最大ꎮ按照表１的参数计算电流峰值:㊀㊀Ｉｐｋ＝＝２ＰＵｉｎ(ｍｉｎ)＝５.１２Ａ(１)㊀㊀输入电流的纹波和电感的大小有着非常密切的关系ꎮ过大的电感能够有效降低纹波ꎬ但是也带来了电感尺寸的增大和成本的提升ꎬ不符合电源的小型化原则[５]ꎮ根据工程实践的经验ꎬ一般情况下电流的纹波系数取０ ２ꎮ可以计算出电流纹波为:㊀㊀ΔＩＬ＝０ ２Ｉｐｋ＝１ ０２４Ａ(２)㊀㊀此时电路的占空比为:㊀㊀Ｄ＝Ｕ０－２Ｕｉｎ(ｍｉｎ)Ｕ０＝０ ３６(３)㊀㊀计算得出升压电感为:㊀㊀Ｌ＝２Ｕｉｎ(ｍｉｎ)ˑＤΔＩＬ＝８９４ ５４μＨ(４)３ ３㊀输出电容计算㊀㊀在ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路中输出电容可以降低纹波ꎬ稳定输出电压[６]ꎮ工程实践中一般采用按照维持时间Δｔ来计算ꎬ本电路的输出电容为:㊀㊀Ｃ＝２ＰΔｔＵ２０－Ｕ２０(ｍｉｎ)＝５１４μＦ(５)４㊀单相ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路的仿真分析㊀㊀为了验证本文所设计的ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路是否符合理论性和国家标准ꎬ利用ＭＡＴＬＡＢ搭建出仿真模型ꎮ主回路的具体参数由第二部分计算得出ꎮ控制回路分为电流内环和电压外环ꎮ仿真模型整体如图３所示ꎮ图３㊀ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路仿真模型㊀㊀输出电压的仿真结果可以验证电路的输出稳定性ꎮ图４为输出直流电压的波形图ꎬ可以看出电路启动时电压的最大值为４２０Ｖ左右ꎬ超调量为５％ꎬ之后很快达到了稳态ꎬ电压值为设计的４００Ｖꎮ本电路的纹波电压不超过 ʃ８Ｖ ꎬ满足纹波率不超过２％的设计指标ꎮ图４㊀ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路输出电压波形㊀㊀图５为输入交流电压㊁电流的波形图ꎬ可以看出当电路达到稳定状态时ꎬ输入电流㊁电压的相位基本相同ꎬ提高功率因数ꎬ达到了电路的工作目的ꎮ图５㊀ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路输入波形图６㊀ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路的功率因数变化曲线㊀㊀通过Ｐｏｗｅｒ模块可以得到输入的有功功率和无功功率ꎬ搭建函数模块可以计算出ｃｏｓφ的数值ꎮ图６为电路输入电流的功率因数ｃｏｓφ变化曲线ꎮ由图可知ꎬ当电路处于刚开始的波动时ꎬ功率因数已经达到了０ ９９６以上ꎻ电路处于稳定的状态时ꎬ功率因数大于０ ９９９ꎮ在实际的ＡＰＦＣ电路中可能有所降低ꎬ但是依然能够满足国家标准的要求ꎮ㊀㊀快速傅里叶变换(ＦＦＴ)在数字处理领域是许多数字信号处理方法的基础[７]ꎮ通过ＦＦＴ工具箱析输入电流ꎮ图７为仿真结果ꎬＴＨＤ仅为１ ９％ꎬ满足设计标准ꎮ图７㊀输入电流的ＦＦＴ分析频谱５㊀结论㊀㊀针对整流器件对电网产生的谐波污染问题ꎬ本文分析ＡＰＦＣ电路在ＣＣＭ下的平均电流控制原理ꎬ并设计了ＢｏｏｓｔＡＰＦＣ电路ꎮ针对设计的电路搭建模型进行仿真ꎬ该电路能够将功率因数提升至０ ９９６ꎬ总谐波失真为１ ９％ꎬ符合国家标准ꎮ参考文献[１]㊀李明ꎬ莘炜杰ꎬ于千越ꎬ等.基于抗饱和积分的ＡＰＦＣ仿真研究[Ｊ].通信电源技术ꎬ２０２１ꎬ３８(１):１４－１７.[２]㊀王兆安ꎬ刘进军ꎬ电力电子技术[Ｍ].北京:机械工业出版社ꎬ２００９:２２４－２２７.[３]㊀ＣａｎａｌｅｓＦꎬＥｓｃｏｂａｒＧ.ＯｌｍｏｓＡꎬｅｔａｌ.Ａｃｈａｒｇｅｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｉｎｔｅｒ￣ｌｅａｖｅｄｏｐｅｒａｔｉｏｎｏｆａＰＦＣｂｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ.ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＳｙｍｐｏｓｉｕｍｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ.ＩＥＥＥꎬ２０１０:２９８７－２９９２.[４]㊀沈黎韬.ＣＣＭ模式有源功率因数校正技术的研究[Ｄ].苏州大学ꎬ２０１８.[５]㊀ＬｉｕｘＳꎬＸｕＪＰꎬＣｈｅｎＺＹꎬｅｔａｌ.Ｓｉｎｇｌｅ￣ｉｎｄｕｃｔｏｒｄｕａｌ￣ｏｕｔｐｕｔｂｕｃｋ￣ｂｏｏｓｔｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒ[Ｊ].ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＩｎｄｕｓ￣ｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓꎬ２０１５ꎬ６２(２):９４３－９５２.[６]㊀马鹏飞.基于平均电流法的单相Ｂｏｏｓｔ功率因数校正系统研究[Ｄ].华中科技大学ꎬ２０１８.[７]㊀ＦｕｋａｉｓｈｉＹꎬＨｉｇｕｃｈｉＫꎬＦｕｒｕｙａＨꎬｅｔａｌ.ＤｅｓｉｇｎｏｆｒｏｂｕｓｔｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｆｏｒｉｎｔｅｒｌｅａｖｅＰＦＣｂｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＤＣ－ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｌｏａｄ.ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＥｌｅｃｔｒｏｎＤｅｖｉｃｅｓａｎｄＳｏｌｉｄＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔ.ＩＥＥＥꎬ２０１３:１－２.收稿日期:２０２１－０７－２６。
Boost变换器的PFC控制电路设计
电力电子领域有待解 决的问题。加强这方面 的研究 ， 并结 合 高频开关电源 的基本 理论 和实际应 用 的持续发 展具有 显著 意义。本文在控制 电路小信 号模 型 的基础 上 ， 分析 电流 、 电
压控制环 的主要作用 ， 选择合适的适应度 函数 ， 利用改进的遗 传算法对控制参数进行优化， 并对 优化结果进行 了仿真分析 。
本设计 中 ：
Ｒ ｓ ＝（ ０ ． ０ ５ ／ ３ ） ｎ， Ｖ ｏ＝ ４ ０ ０ Ｖ， Ｌ＝０ ． ５ ｍＨ， Ａ Ｖ＝５ ． ２ Ｖ， ∞ｓ ＝ １ ８ ×１ ０ ｒ ａ ｄ ／ ｓ ， Ｑ ｓ ： 一２ ／ Ｉ ｒ 。
作 者 简介 ： 王 志娟 （ １ ９ ７ ６ 一） ， 女， 副教授 ， 硕士 ， 研 究方向 ： 电 力 电子 技 术 。
准 电流 。 电压 环 通 过 控 制 电 流 基 准 、 改变 电感 电流 ， 来 调 节 输 出 电压的稳定 。Ｐ ＷＭ调 制器 的误 差放大器 的输 出电流直 接控 制 电感 电流 的 占空 比， 控制 改变 平均电感 电流 。
幽 ２ 电 流 环 反 馈 补 偿 网 络
则 电流 环 的 开 环传 递 函 数 为 … ：
＝ ＝ 。
＝
，
为切换频 率 ＝
选择设计 变量 为 ＝［ ｌ ＇ ２ ， ３ ， ４ ］＝［ Ｒ ， ｃ ｃ Ｐ ， ， ｃ 凹］ ， 则可求 出电流 环 的开环 传递 函数 与设 计 变量 之 间的
关系式 ：
Ｖ ｏ Ｔ ｉ （ ５ ）＝ Ｒ ｓ
ｒ ｉ （ ｓ ＝ Ｒ 面 Ｓ Ｖ ｏ ｏ ｔ ｉ × × （ 妄 ＋ ＋ ｔ ）
式中： Ｒ 为 电流 采 样 电阻， Ｖ ｏ为输 出 电压， ｏ ｔ ＝
Buck电路平均电流双闭环控制
3）滤波电容设计
由C
duc dt
ic 可知， 2Vo
1 C
1 Ts 22
IL ，代入数值得 C 20.83uF ，考虑到
电容的等效串联电阻， RESR 0.01 。
三 Buck 变换器控制器参数设计
3.1 电路双闭环控制结构
整个系统的双闭环控制结构图如图 3-1。
图 3-1 系统总控制框图
Bode Diagram Gm = -Inf dB (at 0 rad/sec) , Pm = 28.3 deg (at 1.01e+006 rad/sec) 150
100
Magnitude (dB)
50
0
-50 -120
Phase (deg)
-150
-180
3
4
5
6
7
10
10
10
10
10
Frequency (rad/sec)
10
10
10
10
10
Frequency (rad/sec)
图 3-11 系统总的开环传函
Phase (deg)
四 Buck 变换器 Saber 仿真 4.1 电流环电流跟踪仿真
下图为加入了电流闭环的 Buck 电路，通过给定脉冲基准电流，观察电感电 流跟踪情况。
图 4-1 电流内环跟踪仿真原理图
图 4-2 电流环仿真输出电压和电感电流波形
kv
(
s wz
2
s2( s
1)( s wz3
1)( s
1) 1)
，
wp2
wp3
零点 wz2、wz3 由 wz1 大致确定， wp2、wp3 受到 wA 限制。具体参数需要通过 Saber 仿真，观察输出电压和电感电流波形找到满足电路输出要求的参数。在这里，取 wz2 1000 rad / s, wz3 1200 rad / s ， wp2 wp3 65000 rad / s ，kv 3.3106 。作出 该补偿网络的幅频与相频特性曲线图。
开关电源-控制电路的设计
16
五、PWM控制电路 PWM控制电路 PWM
作用:将在一定范围内连续变化的控制量( 作用:将在一定范围内连续变化的控制量(模拟信 转换为PWM信号，该信号的开关频率固定， PWM信号 号)转换为PWM信号，该信号的开关频率固定，占 空比跟随输入信号连续变化。 空比跟随输入信号连续变化。 常用的集成PWM控制器:SG3525 TL494和UC3825、 PWM控制器:SG3525、 常用的集成PWM控制器:SG3525、TL494和UC3825、 UC3842/3/4/5/6、UC3875/6/7/8/9等 UC3842/3/4/5/6、UC3875/6/7/8/9等。 集成PWM PWM控制器 集成PWM控制器 电压模式控制器 电压模式控制器 电流模式控制器 电流模式控制器 峰值电流模式 平均电流模式 电荷模式
10
自动选主的主从均流法原理 各电源公用一个电压调节器， 各电源公用一个电压调节器，其输出作为电源的电流给 每个电源含有电流调节器， 定，每个电源含有电流调节器，由于每个电源的电流给 定相同，因此各自输出电流是一样的。实际系统中， 定相同，因此各自输出电流是一样的。实际系统中，每 个电源都含有电压调节器， 个电源都含有电压调节器，在运行时电压调节器都处于 工作状态，其输出通过均流母线仲裁处最大值， 工作状态，其输出通过均流母线仲裁处最大值，对应最 大值的是主机，其他电源为从机。 大值的是主机，其他电源为从机。 注意：均流电路的设计， 注意：均流电路的设计，不仅要使各并联开关电源模块在正 常工作情况下能够均流运行， 常工作情况下能够均流运行，而且应该考虑当本模块发生故 障时，不应显著影响其他模块的工作。 障时，不应显著影响其他模块的工作。
14
典型的过电流锁存电路 uR1 电流互感器的一次侧串 + C1 R1 uH 入主电路中， 入主电路中，变压器一次 is 1:n S 侧支路或开关支路， 侧支路或开关支路，用 电流 Q 互感器 R 以检测电流。 以检测电流。R1是电流 复位 图（8-3） 互感器二次侧的电流采 样电阻， /n， 样电阻，uR1= R1iS/n，n为电流互感器二次绕组与 一次绕组的匝数比。 一次绕组的匝数比。 原理: 原理: 主电路电流增大→uR1= R1iS/n增大→uR1大于UH 主电路电流增大→ /n增大→ 大于U 增大 输出由低电平变为高电平→RS触发器翻 → C1→输出由低电平变为高电平→RS触发器翻 变为高电平→封锁PWM输出→ PWM输出 转→Q变为高电平→封锁PWM输出→主电路中开 关全部关断→主电路各支路电流为零→保护。 关全部关断→主电路各支路电流为零→保护。
开关电源PWM的五种反馈控制模式
一、引言PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。
PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。
由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。
对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。
下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。
二、开关电源PWM的五种反馈控制模式1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：如图1所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。
电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。
该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。
电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。
逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。
主要缺点是暂态响应慢。
当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。
这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。
图1A电压误差运算放大器（E/A）的作用有三：①将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。
浅谈平均电流模式的控制电路设计
浅谈平均电流模式的控制电路设计电流模式控制分为两种，一种是平均电流模式控制，一种是峰值电流模式控制。
其中平均电流被广泛运用。
而本篇文章就是针对于对平均电流模式的控制电路的设计进行一个研究。
1平均电流法控制回路设计平均电流法的特点：（1）平均电流法对电流有很高的放大效果。
平均电流可以很容易的就找到电流的设定值。
这个已经运用到对高功率因素控制电路中了，以一个小电感就可以得到小于百分之三的谐波畸变，同时电路模式可以从连续电路模式转化成不连续电路模式，而且还不会影响到平均电流法的正常使用；（2）平均电流法对噪声的抑制能力很强。
因为功率开关被时钟脉冲打开，这就造成了晶振幅度直接变为低值；（3）斜坡补偿是不会在平均电流法出现的，然而为了能够让电路的运行稳定，就必须在开关旁边限定环路的增益；（4）平均电流法的使用非常的广泛，它不仅可以控制BUCK和FLYBACK的出入电流，还可以控制BOOST和HLYBACK的输出电流。
当比较器中出现不合适的波形坡度的时候，谐波振荡就会因为功率开关再次出现。
峰值电流法指的是控制使用在外面加一个斜坡来防止这个现象的；而平均电流法指的是使用晶振幅度来提供补偿的坡度的。
因此，最适合解决谐波问题的方法是平均电流法。
由于平均电流模式中会出现谐波和限定开关附近电流放大器的增益，因此在设计电路的时候就必须遵照的守则就是：比较器中一个输入端的电感和电流降低的幅度不能够大于比较器另一端经侦幅度值的坡度。
而且用这个方法还可以间接的制定出最大电流环路增益的交越平率。
2平均电流法Boost电路的设计2.1平均电流法中电流环的设计。
因为平均电流模式必须是稳定使用的，所以就必须对电流环进行一定的相位补偿，而且在电流环的相位补偿的开关附近还要制定一个让电流环的得到稳定增益的设计。
以此才可以在低频零点的时候给电流环供给比较高的增益，才可以进一步的让平均电流控制工作。
不仅如此，开关平率附近的放大器增益的误差一定要和电感电流的降低幅度相符合。
开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计
0 引言设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。
而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。
为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。
在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。
由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。
好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。
开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。
采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型为理想开图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。
R为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。
各状态变量的正方向定义如图e1中所示。
图1 典型Buck电路S导通时，对电感列状态方程有L=U－ U o （1）in续流导通时，状态方程变为S断开，D1L=－U（2）o占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s和（1－D）T s的时间（T s为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为L=D(U－U o)＋(1－D)(－U o)=DU in－U o（3）in稳态时，=0，则DU in=U o。
这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压U in成正比。
由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得L=(D＋d)(Uin＋)－(U o＋) （4）式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。
连续模式平均电流控制PFC电路设计计算书-IR1153S
一、 输入输出电气参数
输入最低输入工作电压Vin_min_rms= 输入额定输入工作电压Vin_nor_rms= 输入最高输入工作电压Vin_max_rms= PFC输出电压Vo= 空调输出功率Po_1= 计算空调最大输出功率Po_2=735.5*Po_1 输出过载能力n_a= 逆变效率η_invt= PFC输出功率Pout=Po_2*n_a/η_invt PFC设计效率η_pre= PFC设计功率因数PF_pre= 输入电压工作频率最小值fp_min= 输入电压工作频率额定值fp_nor= 输入电压工作频率最大值fp_max= 断电保持时间Thold= PI的大小
二、 由输入输出参数计算其他已知参数
计算输入有功功率Pin=Pout/η_pre= 计算输入视在功率Pin_s=Pin/PF_pre= 计算最低输入工作电压下的峰值电压Vin_min_pk=SQRT(2)*Vin_min_rms= 计算额定输入工作电压下的峰值电压Vin_nor_pk=SQRT(2)*Vin_nor_rms= 计算最高输入工作电压下的峰值电压Vin_max_pk=SQRT(2)*Vin_max_rms= 计算最低输入工作电压下的电流有效值Iin_max_rms=Pin_s/Vin_min_rms= 计算额定输入工作电压下的电流有效值Iin_nor_rms=Pin_s/Vin_nor_rms= 计算最高输入工作电压下的电流有效值Iin_min_rms=Pin_s/Vin_max_rms= 计算最低输入工作电压下的峰值电流Iin_max_pk=SQRT(2)*Iin_max_rms= 计算额定输入工作电压下的峰值电流Iin_nor_pk=SQRT(2)*Iin_nor_rms= 计算最高输入工作电压下的峰值电流Iin_min_pk=SQRT(2)*Iin_min_rms= 计算最低输入工作电压下的平均电流Iin_max_avg=2/3.1415926*SQRT(2)*Iin_max_rms= 计算额定输入工作电压下的平均电流Iin_nor_avg=2/3.1415926*SQRT(2)*Iin_nor_rms= 计算最高输入工作电压下的平均电流Iin_min_avg=2/3.1415926*SQRT(2)*Iin_min_rms= 计算输出电流Io=Pout/Vo= 计算输出电压最小周期Tp_min=1/fp_max= 计算输出电压额定周期Tp_nor=1/fp_nor= 计算输出电压最大周期Tp_max==1/fp_min= 计算连续模式下最低输入电压峰值时占空比D_vin_min_pk=(Vo-Vin_min_pk)/Vo= 计算连续模式下额定输入电压峰值时占空比D_vin_nor_pk=(Vo-Vin_nor_pk)/Vo= 计算连续模式下最高输入电压峰值时占空比D_vin_max_pk=(Vo-Vin_max_pk)/Vo=
平均电流模式PWM降压开关电源设计探讨
平均电流模式PWM降压开关电源设计探讨平均电流模式（Average Current Mode，简称ACM）是一种常见的PWM控制模式，在降压开关电源设计中被广泛应用。
ACM控制模式可以提供良好的线性度、快速响应和较好的稳定性，并且适用于高效率、高功率密度的开关电源设计。
在平均电流模式PWM降压开关电源设计中，首先需要确定设计需求，包括输出电压、输出功率、输入电压范围等。
根据这些需求，可以选择合适的拓扑结构，如Buck、Boost、Buck-Boost等。
在本文中，我们以Buck结构为例进行讨论。
1. Buck拓扑结构Buck拓扑结构是一种常用的降压开关电源结构，其原理基于将输入电压经过电感和开关管进行转换，从而获得较低的输出电压。
在Buck结构中，关键元件包括开关管、二极管、电感和输出电容。
2.ACM控制模式原理ACM控制模式的核心思想是通过反馈控制，保持电感电流的平均值恒定。
具体来说，采用一个比较器，将电感电流与参考电流进行比较，根据比较结果控制开关管的导通和关断。
当电流较小时，开关管导通，电感电流上升；当电流较大时，开关管关断，电感电流下降。
通过不断调节开关管的导通和关断时间，使得电感电流的平均值等于参考电流，从而实现输出电流的控制。
3.设计步骤（1）选择合适的开关管和二极管，根据输出功率和输入电压范围来确定其额定电流和电压容忍度。
（2）计算电感的选取，根据输出电压和输出电流来确定电感的值，以满足输出电压的稳定性和电流的纹波要求。
（3）选择合适的反馈元件，如电阻和电容，根据输出电压的精度和稳定性要求来确定其值。
（4）设计参考电流控制回路，包括比较器和相关电路元件。
（5）设计PWM控制回路，根据参考电流和电感电流的比较结果，控制开关管的导通和关断。
（6）进行电路模拟和实际测试，验证设计的准确性和稳定性。
（7）根据测试结果，进行必要的调整和优化，以达到设计指标。
4.注意事项（1）在设计过程中要考虑电路的稳定性和抗干扰能力，采取必要的保护措施，如过流保护、过压保护等。
深度解读开关电源的平均电流、滞回电流模式
深度解读开关电源的平均电流、滞回电流模式平均电流模式的工作原理及特点图1为平均电流模式的控制系统图，K为检测电流放大器，CEA为电流误差放大器，VEA 为电压误差放大器。
输出电压通过分压电阻器接到电压误差放大器的反相端，VEA同相端接参考电压Vref，输出的电压误差信号经VEA放大后输出，电压值为Vc。
Vc连接到电流误差放大器CEA的同相端，输出电流信号由Rs取样，经电流放大器K放大后，输出到电流误差放大器CEA的反相端，电流信号和输出电压误差信号在电流误差放大器CEA内进行比较然后放大，输出为Ve，Ve送到PWM比较器的反相端，与PWM比较器的同相端的锯齿波进行比较，输出PWM关断信号。
振荡电路产生PWM的开通时钟信号，同时输出信号给锯齿波发生器以产生相应的锯齿波。
图1：平均电流模式的控制系统图电流信号为向上的锯齿波，反相放大后，Ve为向下斜坡信号，Ve向下斜坡信号与锯齿波向上斜坡信号相等时，PWM信号的关断，如图2所示。
当输入电压的增加，电感电流信号上升的斜率提高，因此Ve的下降斜率更陡峭，从而使占空比变窄。
电压外环用于补偿由负载变化引起的输出电压变化，由于电感电流由VEA 处理，系统表现为一个单极点响应，从而简化了电压补偿环路。
峰值电流模式中，电流检测信号直接与电压误差信号进行比较，电流检测信号没有经过电流放大器的处理，因此峰值电流模式中，容易受到电流信号前沿尖峰噪声的干扰。
而平均电流模式中，输出电流的波形带有锯齿波分量，与电压误差信号进行比较放大时，电流误差放大器CEA的外接的补偿网络会对电流信号做平均化的处理，从而得到代表跟踪平均电流的误差信号控制PWM信号的关断。
此外，高频的电流信号前沿尖峰噪声会被滤除，PWM比较器之后的SR锁存器可避免由噪声引起的信号跳变，从而消除了由于噪声尖峰而过早关断MOSFET的可能。
由于Ve为向下的斜坡，这也意味着在反馈环中加入了一定的斜坡补偿，从而避免次谐波振荡，当占空比超过50%时不需要斜坡电压补偿。
基于CCM的单相Boost-PFC电路的设计与仿真
基于CCM的单相Boost-PFC电路的设计与仿真基于CCM的单相Boost PFC电路的设计与仿真摘要近年来，为了避免“电网污染”，如何抑制谐波电流、提高功率因数成了备受关注的问题，而有源功率因数校正技术正是行之有效的方法。
尤其是在单相Boost型电路中得到了广泛的应用。
它是在桥式整流器与负载接一个DC-DC变换器，应用控制电路的电压电流双环反馈，使电网输入电流波形趋于正弦化且相位保持与输入电压相同，从而大幅降低THD,使得PF接近于1。
交流输入电压通过全桥后，得到全波整流电压，再经过MOS 管的开关控制使输入电流自动跟随输入电压基准的正弦化脉动，并获得稳定的升压输出，给负载提供直流电压源。
本文先简要介绍了功率因数校正技术的现状与发展，着重讨论了有源功率因数校正的原理、拓扑结构、控制方式等内容，然后对控制器UC3854进行了简单的构造分析，最后设计出基于UC3854芯片CCM工作模式的Boost PFC电路。
关键词：有源功率因数校正，Boost变换器，电流连续模式，平均电流控制，UC3854ABSTRACTIn recent years, in order to avoid "grid pollution", how to suppress the harmonic current, improve the power factor has become a concern, and active power factor correction technology is an effective method. Especially in single-phase Boost-type circuit has been widely used. It is in the bridge rectifier and the load connected to a DC-DC converter, the application of the control circuit voltage and current double loop feedback, so that the grid input current waveform tends to be sinusoidal and phase to maintain the same with the input voltage, thereby significantly reducing the THD, making PF close In 1. AC input voltage through the full bridge, the full-wave rectifier voltage, and then through the MOS tube switch control so that the input current automatically follows the input voltage reference sinusoidal pulsation, and obtain a stable boost output to the load to provide DC voltage source.In this paper, the present situation and development of power factor correction technology are briefly introduced. The principle, topology and control mode of active power factor correction are discussed emphatically. Then, the simple structure analysis of controller UC3854 is carried out. Finally, Chip CCM operating mode Boost PFC circuit.Keywords: Active Power Factor Correction, Boost converter, Current Continuous Mode, Average current control, UC3854目录1绪论 (1)1.1 功率因数校正的背景意义 (1)1.2 功率因数校正的发展概述 (1)1.3功率因数校正的实现方法分类 (2)1.3.1按PFC电路使用的元器件分类 (2)1.3.2 按供电方式分类 (2)1.3.3 按PFC电路的级联方式分类 (2)1.3.4 按PFC电路的电路拓扑结构分类 (2)1.4 本文所做的主要工作 (2)2 功率因数校正原理 (4)2.1 功率因数 (4)2.1.1 功率因数的定义 (4)2.1.2 功率因数与总谐波失真系数（THD）的关系 (4)2.1.3功率因数校正的任务 (4)2.1.4电源电流波形失真原因简析 (5)2.2 有源功率因数校正的基本原理 (5)2.3 有源功率因数校正的拓扑结构 (6)2.4 有源功率因数校正的工作模式及控制方式 (7)2.4.1电流断续模式（Discontinuous Current Mode,DCM） (8)2.4.2电流临界模式（Boundary Conduction Mode,BCM） (8)2.4.3电流连续模式（Continuous Current Mode,CCM） (9)3 PFC主电路主要元器件的参数设计 (13)3.1本PFC电路的设计指标 (13)3.2 Boost变换器的工作原理 (13)3.3主电路元器件的参数设计 (15)3.1.1开关频率的选择 (15)3.1.2升压电感的选择 (15)3.1.3输出电容的选择 (16)3.1.4开关管和二极管的选择 (16)4基于UC3854控制电路的设计 (17)4.1 UC3854控制器概述 (17)4.2 UC3854控制器的内部结构和功能特点 (17)4.2.1 UC3854控制器的内部结构 (17)4.2.2 UC3854控制器的功能特点 (18)4.3 UC3854控制电路各参数设计 (20)4.3.1 电流感测电阻的选择 (20)4.3.2 峰值电流限制 (20)4.3.3 前馈电压信号 (20)4.3.4 乘法器的设定 (21)4.3.5 乘法器的输入电流 (21)4.3.6 乘法器的输出电流 (21)4.3.7 振荡器的频率 (22)4.3.8 电流误差放大器的补偿 (22)4.3.9 电压误差放大器的补偿 (23)4.3.10 前馈电压滤波电容 (23)4.4 UC3854的仿真电路及仿真波形展示 (24)总结 (29)致谢 (30)参考文献.................................................................................................................... 错误!未定义书签。
平均电流模式的控制电路设计
２ 平均电流法和峰 值电流法 的比较
峰值 电流 模 式控 制和 平 均 电流模 式控 制相 比主
要具 有 以下缺 点 ：
（） １ 对噪 声敏 感 【 ２ Ｊ
时在 连续 固定 的驱 动 脉 冲时 ， 出 占空 比却 在变 化 ， 输 这 时 也需斜 坡 补偿 来 抑制 次谐 波 振荡 。
（ ） 有 尖峰 值／ ３具 平均 值误 差 Ｊ
在尖 峰 电流控 制模 式 中， 随着 占空 比的 不 同， 电 感 电流 的平 均值 亦 不 同， 过 斜 坡 补 偿 可 以 获 得 不 通
同占空 比下 一致 的 电感 电 流 ， 但这 也 增 加 了 电路 的
峰值 电流模 式 控 制 是 将 电感 电流 的上 升 沿 （ 即
开关 电流 ） 同设 定的 电流值 相 比较 ， 当瞬 态 电流达 到 设定 值 ， ＷＭ 比较 器 输 出翻 转 将 功率 开关 管 关 断 。 Ｐ
复杂性 。 另外 电感 电流 的平 均 和 峰 值 间也 存 在 差值 ， 在 Ｂｃ ｕｋ电路 中 由于 电感 电流 的 纹 波相 对 电感 电流 的 平 均值 很 小 ， 且 存在 电压外 环的 校 正作 用 ， 以峰 并 所 值 和 平均值 的这 种 误差 可 以忽 略 ； Ｂ ｏｔ电路 中 ， 在 ｏｓ 峰值 要跟 随输 入 电 网 的正 弦 波 ， 以 和 平均 值 间 的 所 误 差很 大 ， 在小 电流 时 ， 其 是 电流 不 连 续 时， 每 尤 如
流模 式控 制两 种 。平 均 电流法 由于其 显 著优 点得 到
了广 泛应 用 ， 本文 针 对 平 均 电流 法 的控 制 电路 中 电
压 环 和 电流 环 的设 计 作 了详 细 的 探 讨 ， 以 Ｂ ｏｔ 并 ｏｓ
平均电流模式控制Buck电路小信号分析
平均电流模式控制Buck 电路小信号分析平均电流模式控制在电池充电电路以及PFC 中有着广泛的应用。
因其电流环和电压环均需补偿，故分析其小信号特性相当必要。
本文将采用参考[1]的建模方法来分析平均电流模式下buck 电路的特性，给出了其简化等式，并利用K 因子方法设计了补偿电路。
一 电流环补偿设计图一所示为电路的方框图及其小信号模型。
占空比到输出以及到电感电流的传递函数为[2]图一 电路方框图及小信号模型其中图二 Gvd 和Gid 传递函数输入和输出的反馈为从Vcl 到Ri V 的传递函数为其中 因Go<<1，故上式简化形式为其高频近似为此处采用Type II 来补偿，参考[3][4]给出了避免电路不稳定的补偿中频增益的限制，其中选定中频增益后，电流环的交越频率也随之确定利用K 因子法，确定补偿的零点为则有补偿的极点为进而有补偿的传函为电流环传递函数为图3 电流环bode 图 交越频率和相位裕量计算如下二 电压环补偿设计控制Vc 到输出的传递函数为 其近似为其低频近似为为了减少电流环对电压环的影响，后者交越频率要小于前者。
设定电压环交越频率 fc利用K 因子法，确定补偿的零点为补偿的极点为补偿的传函为则电压环传函为图4 Gvc Bode 图图5电压环bode 图交越频率和相位裕量计算如下参考：[1]. Philip Cooke." Modeling Average Current Control". Unitrode Integrated Circuits Corporation(TI).2005.[2].Doaer"buck".[3].Lloyd Dixon."Average Current Mode Control of Switching Power Supplies"Unitrode(TI) Application Note .[4].Jian Sun. Richard M.Bass."Modeling and Practical Design Issues for Average Current Control".1999 IEEE。
平均电流型APFC电路设计与实现
平均电流型APFC电路设计与实现作者：钟恩松王秀清单绍平李书营来源：《科技创新与应用》2019年第27期摘; 要：平均电流控制升压型APFC电路是目前应用最广泛的有源功率因素校正电路。
文章从电路原理、主要参数计算、硬件电路设计三个方面，对平均电流型APFC电路进行了阐述，并对电路设计进行了实验验证。
结果表明，该电路对功率因素的控制有显著效果，可以满足设计要求。
关键词：平均电流;升压型;APFC;UCC3818中图分类号：TM46; ; ; ; ;文献标志码：A; ; ; ;文章编号：2095-2945（2019）27-0086-03Abstract： Average current controlled boost APFC circuit is the most widely used active power factor correction circuit. In this paper， the average current mode APFC circuit is described from three aspects： circuit principle， main parameter calculation and hardware circuit design， and the circuit design is verified by experiments. The results show that the circuit has a remarkable effect on the control of power factors and can meet the design requirements.Keywords： average current; boost type; APFC; UCC3818引言功率因素校正（PFC）分无源PFC（PPFC）和有源PFC（APFC）两种[1]。
TI开关电源中的平均电流模式控制中文版V1ERIC2007
TI slua079 Average current mode control of switching power suppliesby Lloyd Dixon版本日期译者Email 备注1.0 2014/07/12 Eric Wen 文天祥eric.wen.tx@ 初始版本开关电源中的平均电流模式控制关键词：电流模式控制, 平均电流模式控制, 峰值电流模式控制摘要:在开关电源中,电流模式控制(CMC)是通过检测及控制电感电流峰值来实现.但是这样会导致一些严重的问题,如容易受噪声干扰,需要斜坡补偿,并且峰值-平均电流之间的误差不能修正(因为其固有的低电流带宽增益).平均电流模式控制则可以消除以上问题,它通过控制电流(而非电感上的电流)来实现,这样的话极大拓宽了其应用范围.绪论如图1所示,(峰值)电流模式控制是一个双环控制系统.电源的电感是被’隐藏’在电流内环之中.这样可以简化了电压外环的设计并同时带来了一些性能的提高.如:良好的动态响应等.电流内环的主要是目标是控制电感的状态空间平均电流,但是在实际中,却是控制电感的瞬时峰值电流.(在开关管通时,开关电流等于电感电流).如果电感电流纹波较小,此时峰值电流模式控制与平均电感电流控制模式等效.图1 峰值电流模式控制电路及其波形在传统的开关电源中,如果是采用BUCK及其衍生拓扑的话,电感位于输出侧.电流模式控制实际即为输出电流控制.这样就带了一些性能上的好处.同时另一方面,在用于PFC的预调节的BOOST电路中,电感位于输入端,电流模式控制即控制输入电流,这样可以方便地实现输入电流正弦波控制(即PFC功能).峰值电流模式控制产生的问题对噪声敏感.此方法是通过电压外环设定的基准电流值,.当电感电流瞬间值达到预设值时,关断开关管.与预定的电流水平相比,电流斜坡是相对来说很小的.特别是当输入电压Vin是低压的时候.这样的结果是:这种控制方法极易受噪声影响.而在开关管每个导通期间都会产生一个噪声尖峰.部分噪声电压耦合进入控制回路并立即关掉开关管,这样就会导致出现次谐振工作模式(纹波很大).所以对于此种控制方法,PCB Layout及旁边设计至关重要.需要斜坡补偿.当占空比大于0.5时,峰值电流模式天然存在不稳定性,这样会导致次谐波振荡.需要在比较器输入端加入一斜坡补偿(此斜坡/率等于电感电流下降斜率)来消除此种不稳定性.对于BUCK而言,电流下降的斜率为V o/L(V o为常数),所以斜坡补偿度是固定的而且可以计算出来,只是增加了设计的复杂度而已.但是对于高功率因数的BOOST电路,电感下降斜率为(Vin-V o)/L 因此需要补偿的量是随着输入电压变化的,并且变量化是相对比较大的(因为输入电压跟随整流正弦电压).如果采用一个固定的斜率补偿(这个补偿足够多),很多情况下有可能导致过补偿,带来的后果就是性能降低并增加(电流)畸变.峰值与平均电流之间的误差.在传统的BUCK变换器中,这个误差一般不会导致什么十分严重的问题.这是因为电感电流纹波相对于满载时电感平均电流而言比较小,同时电压外环控制也可以消除这种误差.在高功率功率BOOST电路中,这个误差则是十分可怕的.因为它对导致输入电流的畸变.当峰值电流跟随理想的正弦电流时,平均电流则不同.峰值-平均的误差在低电流时更糟糕,特别是在每个输入电流过零时(此时电流变成不连续状态).为了实现较低的电流畸变,峰值-平均之间的电流误差必须越小越好,这样需要一个很大的电感来平滑电流.这个大电感又会让电感电流斜率变得缓慢进一步恶化原来脆弱的抗噪声干扰能力.拓扑问题.传统的峰值电流模式控制实际上是控制电感电流,当它用于类BUCK拓扑时(输出电流即为电感电流)最为有效.对于反激或是BOOST拓扑而言,电感并不是位于输出端而位于输入端,如果采用峰值电流模式控制,实际是一个”错误的”电流控制,这样峰值电流模式控制的优势就消失殆尽.同样的,BOOST电路由于电感位于输入端,这样就可以用来控制输入电流以实现高功率因数.但是BUCK/反激则不能够这样控制,因为电感不在输入侧(这样也会导致’错误的’电流控制).平均电流模式控制峰值电流模式控制是直接比较实际电感电流与设计的电流值(通过电压外环设定),由于这个电流内环增益很低所以并不会十分准确.参考图2,平均电流模式控制可以克服这些缺点,它是通过在电流环里引入一个高增益的集成电流运放来实现.采样电阻Rs上的电压反映出真实的电感电流, 这个差异(或是说电流误差) 通过放大并与一个幅值很大的锯齿波相比较.电流环的增益宽带可以通过优化电流误差放大器周边的补偿网络来实现最佳性能.与峰值电流模式相比,电流环的增益穿越频率fc可以近似相同,但是在低频下平均模式的增益远远大于峰值电流模式.结果是:1.平均电流是与设定电流精确跟随.这对于功率因数校正电流特别重要, 可以使用一个相对小的电感并可以减少3%的谐波失真.实际上, 当变换器进入断续工作模式(此时电流/功率小),此时平均电流模式仍然工作良好.外环电压控制回路是对这种模式的改变是不知道的.2.不再需要斜率补偿,但是由于需要保证稳定性,在开关频率处限制了环路增益.3.抗噪声能力强.当时钟信号开通开关管时,振荡器斜率马上降低到最小值,电压总是远离PWM输入的电流误差值(二个电压值不在同一水平位置).4.平均电流模式控制能够用来感应并控制任何地方的电流.所以它能广泛用于buck/boost/flyback拓扑.图2 平均电流模式控制及波形最优环路设计开关频率处的增益限制:如果PWM输入端二个信号斜率不是关联得当的话,所有开关电源都会呈现出次谐波振荡.峰值电流模式控制下,斜坡补偿可以预防这种不稳定性.平均电流模式控制有类似的问题,但是有更好的解决方案.振荡器斜坡能够有效地产生大量斜坡补偿.对于单极点系统其一个补偿判据是:放大后的电感电流下降斜率不能超过振荡器斜率(这二个信号在PWM的输入端).这个判定标准给开关频率处的电流放大器增益设定了一个上限值,也间接地设定了在交越频率fc处的最大电流环路增益.这是在平均电流模式控制环优化设计中必须首先要考虑的问题.在接下来的例子中,我们假设功率电路级设计完成了,只留下电流误差补偿需要设计.例1: BUCK电路输出电流图2中的简单的BUCK电路的参数如下:CFP暂时忽略掉,零点RFCFZ是远低于开关频率.在接近开关频率时,运放的增益曲线是平坦的.整个电流环只有一个有效极点(来自于电感).电感电流通过Rs采样得到(后面会讲到如何来实现这采样).电感电流波形(包括锯齿波纹波分量)经过运放放大并反向加在比较器输入端.电流电流下降斜率(当开关管关断时)变成了上升斜率,如图2所示.为了避免次谐波振荡,开关管关掉时间内:运放输出斜率必须不能超过振荡器的爬升斜率.如图2所示,运放CA的输出斜率是远小于振荡器的上升斜率,这即表明运放补偿设计离最优化设计还差一点点.斜率计算：Vs是振荡器电压峰峰值,Ts与fs是周期及开关频率.电感电流下降率是通过采样电阻Rs转换成电压并通过运放放大Gca倍.这个值等于等于振荡器的斜率,并决定了误差放大器在开关频率处的增益.设Vs: 5Vp-p,在开关频率处的最大增益为25(或是28db).可以通过设定Rf/RI=25来实现电流误差放大器在fs处的增益设定.小信号下控制到输出的增益选择由下式决定(对于BUCK而言):系统总的电流环开环增益通过1/2式决定,让其值为1(这也即为交越频率处的开环增益):通过1式设定运放的增益，可以保证交越频率永远不会低于系统开关频率的1/6.(这个结果与Middle-brook提出的带斜坡补偿峰值电流模式控制一致).在本例中,交越频率fc=20K(当输入电压Vin=15V,占空比D=0.8时), fc=40K(当输入电压Vin=30V,占空比D=0.4时).如果误差放大器的增益曲线是比较平坦,这时相位裕量在交越频率处将是90度---这远远超出实际需要的裕量,并且增益在低频时并不会比峰值电流模式控制好很多.但是零点RfCfz位于10KHZ,小于最小交越频率,相位裕量减少到63度,同时显著地拓宽了低频增益.(此时积分增益为250K/f).正是由于这个特性,电流环能够快速准确地跟踪平均电流.甚至当比较器实际关掉开关管时,如果达到了电感峰值电流时,这个峰值电流仍可以通过电流放大器可以保证平均电流准确.图3显示了在输入电压30V时满载情况下PWM输入引脚电压以及电感电流启动波形.注意到因为运放增益是按方程1做了最优化设计,所以电感电流下降斜率与振荡器上升斜率相一致.同时,如果运放增益进一步增加的话,不仅仅关断时间斜率会超过振荡器的上升斜率,而且正向偏移也会达到运放的限值,这会对波形进行钳位或是截断.图3 buck变换器波形,最优化增益设计极点RfCfpCfz/(Cfp+Cfz)设定在开关频率处(100KHz).这极点其中的一个作用是用来消除叠加在电流波形上的尖峰噪声,而这些尖峰恰好是峰值电流模式控制的天故.同时锯齿波运放的输出波形同样降低了,特别是高次谐波,同时发生了相移,如图4所示.这零极点对(100KHZ的极点及10KHZ的零点)减少在交越频率处的相位裕量,使其达到45度(这是一个可以接受的相位裕量),如图5所示.图4 BUCK变换器(开关频率处的额外极点)图5 BUCK 变换器波特图由100KHZ 极点导致的运放波形幅值及斜率降低---意味着运放增益可能会超过方程1的最大值.但是注意方程1仅在单极点响应(开关频率fs 处)系统中有效,由于Cfp 的存在导致系统中存在二个有效极点.实验证明,增加运放的增益可能会产生次谐波振荡.断续操作模式. 当负载电流Io 变得很小的时候,电感电流会变成不连续.电流在连续与断续的边界值为：最差工况发生在最大输入电压情况下,此时纹波电流是最大.在本例中,边界值为Io=IL=0.2A,此时输入电压Vin=15V ,Io=0.6A 时输入电压为Vin=30V.在断续工作模式下,如果低于临界模式时,改变输出电流需要较大的占空比变化.换句话说,功率级增益会突然变得很低.同时,连续模式下单极点的90度相位延时特性消失了,所以电路增益曲线是平坦地并且与频率无关.电流环变得更为稳定,但是响应较为缓慢了.在峰值电流模式控制下，如果工作于断续工作模式下，峰值与平均电流之间的误差变得巨大不可以接受.但是平均电流模式控制下,电流误差放大器的高增益特性可以容易地提供大范围的占空比变化来适配负载电流,因此可以维护良好的平均电流调节.参考图2,当电流环为闭环时,在频率低于开关频率fs 时,采样电阻Rs 上的电压Vrs 与设定参考电流值Vcp(来于电压误差放器).电流内环闭环跨导是电压外环的一部分：闭环跨导在开环交越频率fc处(原文上写的是fs,似乎应该为fc)下降并呈现出单极点特性.实例2 Boost调节器输入电流图6所示为1KW离线式BOOST预调节器工作参数如下:在最小输入电压Vin最大输入电流时对应的功率为1080W.输入工频线电流最大值(17A)必须通过设计与电流参考信号限值一致.100KHZ时通过开关管及整流管的最大峰值电流为17A并加上电感电流纹波的一半:图6 Boost预调节器电路当开关管关断时电感电流下降:电感电流下降斜率(V o-Vin)/L最差工况发生在: Vin=Vmin (原文貌似没写清楚)振荡器上升斜率: Vs/Ts=Vs*fs以下求出最大增益:注意式6是与BUCK变换器式1是完全一致的.代入本例得到最大增益Gca=6.58,实际电路中通过Rf/Ri=6.58来设定此增益大小.电流环功率级的小信号增益:控制到输入的增益是(从运放的输出端Vca到采样电阻电压Vrs):同时注意到7式与1式的buck变换器基本上相一致,除了增益是与输出电压V o有关外(V o是常数),1式中是与Vin相关.电流环总的环路增益可以通过6/7式建立,并将其设定为1用来求解交越频率fc:从6式可以得到运放增益的最大值,电流环的交越频率即设定为开关频率的1/6处(16.7KHZ).如前所述,如果一个误差放器的增益是比较平坦的,那么在交越频率处的相位裕度为90度, 这是远远大于实际需要的.所以零点RfCfz设定在最小交越频率的1/2处.即8.33KHZ.这样可以提供一个积分增益为55K/f低频升压变换器(有点不对?).极点RfCfpCfz/(Cfp+Cfz)设定在6倍零点频率(50KHZ)处以消除尖峰噪声.这样,8.33KHZ的零点加上50KHZ的频率一起得到一个40度的相位裕量(在交越频率fc处).启动波形如图7所示,波特图如图8.图7 Boost调节器波形图8 Boost调节器波特图返回看图6,当电流环闭合时,采样电阻电压等于参考电阻上的电压Vrcp.本例中,参考电流源为Icp,电流闭环的电流增益为:闭环电流增益在开环交越频率fc处(原文上写的是fs,似乎应该为fc)下降并呈现出单极点特性.在高功率等级的应用中,电流是跟随着整流母线电压.由于整流后的电压及电流在过零点时会达到尖峰值,此时电感电流变得不连续.即断续工作模式会出现在一个工频周期的一小部分时间.特别是在输入电压高/输入电流最小时或是轻载时.如果是峰值电流模式控制,断续的电感电流会导致比较大的峰值电流-平均电流误差,这样就需要一个较大的电感量来平滑电感电流纹波并且让模式转换处于轻载场合.然而,采用平均电流模式控制可以有效地消除峰值与平均值之间的误差.可以采用小的电感,这样可以实现低成本,小体积,重量轻并同时提高了电流环的带宽.。
基于平均电流控制的交错并联Boost PFC变换器设计
基于平均电流控制的交错并联Boost PFC变换器设计唐淳淳;余粟;黄运【摘要】提出了一种给工作在电流连续模式下(CCM)的两路独立电流放大器提供共享电流参考,同时确保在两路PWM输出上能匹配平均电流控制的双相交错并联Boost PFC变换器.通过对双相交错并联Boost PFC变换器在不同工作状态下的对比分析,该电路较传统单相Boost电路表现出更优越的功率因数校正(PFC)和电流纹波抑制效果.最后设计并研制了一台3.2kW大功率的交错并联Boost PFC实验样机并进行测试实验,结果表明:该交错并联Boost PFC变换器在提高电源品质和纹波抑制方面具有明显的优势.【期刊名称】《化工自动化及仪表》【年(卷),期】2019(046)007【总页数】5页(P557-561)【关键词】交错并联;功率因数校正;平均电流控制;电流纹波【作者】唐淳淳;余粟;黄运【作者单位】上海工程技术大学机械与汽车工程学院;上海工程技术大学工程实训中心;上海工程技术大学机械与汽车工程学院【正文语种】中文【中图分类】TN713随着近几年电子技术的飞速发展，AC/DC变换器应运而生，并被广泛应用于用电设备的电源中，主要将来自公共电源的可用电能转换为隔离的直流输出电压(12～400V(DC))。
由于非线性装置不可避免地会受到电路正弦电压的加压，导致电流波形发生畸变，形成谐波电流，严重影响电网供电质量，导致输入功率因数降低，而采用合理的功率因数校正(PFC)技术可以有效控制谐波电流对电网的污染，使整个用电设备可以呈线性负载的高功率因数运行，同时用电设备的输入电流正弦化，可以达到与电网电流同相位的效果[1～3]，有效降低了输入电流的纹波。
在单相升压电路中，由于开关管和二极管承受着很大的电流应力，导致系统中转换效率低下，由此提出了许多PFC升压转换器的控制方法来提高效率，诸如单个升压转换器以不连续输入电流工作，单个升压转换器以连续输入电流工作，双向工作升压转换器以交错输入电流工作。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
|
Gid ( s) |
=
V rs V ca
=
V o R sense S L V se
=
0.
26
(3)
因为交越频率处整个电流环为单位增益 ,所以
电流环增益和功率部分增益为 1 ,电流环增益及交
越频率为 :
Gca = |
1 Gid ( s) |
=
1 0. 26
=
3.
8
=
Rf Ri
(4)
Gid ( s)
Gca =
68
图 4 电压环电压误差放大器
内部电流环的增益尖峰会使相移超出范围 ,导 致电路工作不稳定 ,使电压环进入次谐波振荡 。这 时在连续固定的驱动脉冲时 ,输出占空比却在变化 , 这时也需斜坡补偿来抑制次谐波振荡 。
(3) 具有尖峰值/ 平均值误差[3 ] 在尖峰电流控制模式中 ,随着占空比的不同 ,电 感电流的平均值亦不同 ,通过斜坡补偿可以获得不 同占空比下一致的电感电流 ,但这也增加了电路的 复杂性 。 另外电感电流的平均和峰值间也存在差值 ,在 Buck 电路中由于电感电流的纹波相对电感电流的 平均值很小 ,并且存在电压外环的校正作用 ,所以峰 值和平均值的这种误差可以忽略 ;在 Boost 电路中 , 峰值要跟随输入电网的正弦波 ,所以和平均值间的 误差很大 ,在小电流时 ,尤其是电流不连续时 ,如每 半周期输入电流过零时 ,这种误差最大 ,它会使输入 电流波形畸变 。这时就需要一个大电感来使电感电 流的纹波变小 ,但这将使电感电流的坡度变窄 ,减小 抗干扰能力 。
若加入到 PWM 比较器输入端的波形坡度不合 适 ,功率开关控制电路就会发生次谐波振荡 。峰值 电流控制通过外加斜坡补偿来防止这种振荡 ;平均 电流控制是由晶振幅度来提供足够的补偿坡度的 。 所以 ,用平均电流模式解决次谐波问题更为合适 。
在平均电流模式中为了抑制次谐波和限定开关 频率附近电流放大器增益 ,在电路设计中必须遵循 的一条标准是 :接到 PWM 比较器的一个输入端的 电感电流下降沿不能大于接到 PWM 比较器的另一 个输入端的晶振幅值坡度 。这也间接设定了最大电 流环路增益的交越频率 。
第 36 卷第 2002 年 8
4期 月
电力电子技术 Power Electronics
Vol. 36 August
,No. 4 ,2002
平均电流模式的控制电路设计
杨 汝
(广州大学 , 广州 510665)
摘要 :讨论了平均电流法和峰值电流法的控制特点 ,对利用平均电流法设计升压电路的电压 、电流环进行了详 细的分析 。
图 1 电流环波特图
图 3 电压环增益图
图 2 电流环误差放大器
(2) 电压环设计 为了工作稳定 ,必须进行电压环补偿 。与稳定 性相比 ,功率因数校正电路电压环更需要的是保持 输入线电流畸变小 。电压环的带宽必须设计得足够 低以衰减输出电容上的工频 2 次谐波 ;电压误差放 大器也必须有足够的相位裕度以在相位上跟踪输入 电流 ,使功率因数提高 。 Boost 电路输出部分的低频模式是电流源驱动 电容的一阶电路 ,功率部分和电流反馈环组成该电 流源 ,输出电容组成该电容 ,该模式具有 - 20dB/ 十 倍频的增益特性 。如果电压反馈环在这附近闭合 , 它将有恒定的增益并且稳定 ,但在抑制 2 次谐波引 起的畸变方面性能差 ,放大器需要一个极点以减少 纹波电压增益 ,并且使相移为 90°,由此找到单位增 益交越频率和极点位置 。 电压环的设计与要达到的 T HD 有关 ,电压误
路图 (图 2) 如下所示 。
差放大器输出端产生的 1. 5 %的 2 次谐波将在电路 输入端产生 0. 75 %的 3 次谐波 。因为在设计中要 求 T HD 不大于 3 % ,允许分配给电压误差放大器的 输出纹波比例是 1. 5 %。为了提供足够的相位裕 度 ,极点设置在交越频率上 ,整个回路增益将在 45° 的相位裕度 。图 3 为电压环的增益图 ,图 4 为电压 误差放大器的电路图 。
(1) 电流环设计 为了稳定运行 ,须进行电流环相位补偿 。电流 环补偿后在开关频率附近提供平稳增益 。在低频的 零点响应提供高增益完成平均电流控制工作 。在开 关频率附近误差放大器的增益要配合电感电流的下 降沿 。本设计开关频率为 80kHz ,单位增益交越频 率应为 14k Hz (1/ 6 开关频率) ,但本电流环的主要 工作是跟踪线电流 ,故 10kHz 的带宽是合适的值 。 电流环的零点必须设置在交越频率上 ,或低于 交越频率处 。如设置在交越频率上 , 相位裕度有 45°,低于交越频率则相位裕度更大点 。45°的相位 裕度的系统工作稳定 、低过冲 、干扰小 ,所以将零点 设置在略低于交越频率处 ( f s 为 10k Hz) 。当极点高
1 引 言[ 1]
电流模式控制分为峰值电流模式控制和平均电 流模式控制两种 。平均电流法由于其显著优点得到 了广泛应用 ,本文针对平均电流法的控制电路中电 压环和电流环的设计作了详细的探讨 ,并以 Boost 电路为设计实例进行实验验证 ,获得了良好的设计 效果 。
2 平均电流法和峰值电流法的比较
因为电流放大器的输出不能大于晶振的输出 , 即电感电流的坡度不能大于晶振的坡度 ,所以电流 放大器的增益最大时 PWM 比较器的两个输入端信 号相等 ,此时最大电流放大器增益为 :
( V o/ L ) R s Gca = V se f s
(1)
即:
Gca =
V se f s L Vo Rs
(2)
而零点处功率部分的增益为 :
关键词 :升压 ;电路/ 平均电流控制 ,峰值电流控制 ;次谐波振荡 ;斜坡补偿 中图分类号 : TN710 文献标识码 :A 文章编号 :1000 - 100X(2002) 04 - 0066 - 04
The Control Circuit Designed By Average Current Mode
R s V o V se f s L
V se2πf c L V o R s
=1
所以
fc
=
fs
2π
=
fs 6
=
1 2πRf
CZ
,即交越频率为开关频
率的 1/ 6 。
Rf = Ri Gca = 17. 34k
(5)
fz
=
fc
=
1 2πRf
Cz
= 10k Hz
(6)
Cz
=
1 2πRf
f
z
=
115p F
fp = 2πRf
3 平均电流法控制回路设计
平均电流控制和峰值电流控制相比的优点是 : ①具有高增益的电流放大器 ,平均电流可以精确地
© 1995-2004 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
平均电流模式的控制电路设计
跟踪电流设定值 。这点应用在高功率因数控制电路 中尤其重要 ,此时用一个小电感就能获得小于 3 % 的谐波畸变 ,并且即使电路模型由连续电流模式过 渡到不连续电流模式 ,平均电流法也能很好地工作 ; ②噪声抑制能力强 ,因为当时钟脉冲使功率开关管 开通后 ,晶振幅度迅速降到了一个低值 ; ③无须斜坡 补偿 ,但为了电路工作稳定 ,在开关频率附近必须限 定环路增益 ; ④平均电流法可应用在任意电路拓扑 上 ,既能控制 Buck 和 Flyback 电路的输入电流 ,又 能控制 Boost 和 Flyback 电路的输出电流 。
收稿日期 :2001 - 09 - 24 定稿日期 :2002 - 02 - 05 作者简介 :杨 汝 (1971 - ) ,男 ,硕士 ,讲师 ,研究方向为
高频开关电源的开发与应用 。
66
(2) 需斜坡补偿[3 ] 对于峰值电流控制 ,当占空比大于 50 %时扰动
电流引起的电流误差越变越大 。所以尖峰电流模式 控制在占空比大于 50 %时 ,电路工作不稳定 ,需给 PWM 比较器加坡度补偿以使电路稳定 。
于开关频率的 1/ 2 时 ,极点不会影响控制环的频率 响应 。为了减少对噪声的敏感性 ,极点通常设置在 开关频率附近 。本设计设置极点在开关频率处 ( f p 为 80k Hz) 。
设计电流环的过程为先算出零点时功率部分的
增益 ,而功率部分增益乘以电流放大器增益为整个 电流环增益 ,整个电流环的增益为 1 时算出电流放 大器的交越频率 (即零点) ,并且在交越频率处电流 环的增益是功率部分增益的倒数 ,由此算出电流环 的增益 ,由该增益算出补偿网络的电阻 ,由电阻和零 点频率算出补偿网络的零点电容 ,再由极点频率算 出补偿网络的极点电容 。具体计算过程为 :电感电 流的下降沿 = ( V o - V in) / L ;最坏情况 ( V in = 0) ,电 感电 流 的 下 降 沿 = V o/ L ; 晶 振 坡 度 = V s/ Ts = V sf s。
1 Cz Cp Cz + Cp
≈2π
1 Rf
Cp
(7)
Cp
=
1 2πRf
f
p
=
15p F
67
© 1995-2004 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
第 36 卷第 2002 年 8
4期 月
电力电子技术 Power Electronics
Vol. 36 August
,No. 4 ,2002
式中 Gca 电流放大器的增益
Gid 功率部分的增益
பைடு நூலகம்
V se 晶振峰峰值
V rs 检测电阻电压
V ca 电流放大器输出电压
R sense
检测电阻
Ri 从电流检测到电流放大器的反向输入端