交流调压电源的设计与仿真

2、基于插入死区时间的PWM方式2的工作模态：
① 时的工作模态：
图2-5(A) S1导通，S3关断
图2-5(B) 时的续流模态
图2-5(C) 时的续流模态
图2-5(D) S1关断，S3导通
图2-5 基于插入死区时间的PWM方式2的工作模态( )
② 时的工作模态：
图2-6(A) S4导通，S2关断
图2-6(B) 时的续流模态
目前常用的AC/AC变换是交-直-交型变换，这种变换要经过一个直流的过程，也就是说先从交流电整流成直流电，通过对直流电的处理和控制，完成转换的过程，然后再逆变成交流电，输出给用电设备。采用这种方式主要是因为直流电易于控制。但是也有缺点，它仅能实现降压变换，变换级数过多，不但成本较高，而且电路复杂。其整流滤波环节对电网谐波污染严重，滤波电容会使电路的功率因数下降。
（9）
其中， 为一个开关周期内的电容放电电流，可视为直流，其大小等于这个开关周期的负载电流 。那么根据式(9)，要使输出电流纹波不超过规定值，输出滤波电容Co需满足：
（10）
将式（10）推广到整个工频周期，可得电容的设计表达式为：
（11）
因为Buck-Boost电路输入输出电压极性相反，因此，开关管在关断时承受的电压应力为：
主电路应工作在下面两个状态，在此考虑电感和电容上的内阻，两个工作状态的电路简化图如图2-3所示。
图2-2主电路工作状态简化图
假设电感电流方向为从 (见图2-3)时为正，当电感电流为正时，讨论如下。如图2-2，当SW1导通，SW2关断，主电路可以简化成如图2-3(A)所示的电路。输入电压给L充电储存能量，在输出端，电容C向负载供电，它的能量是前一个导通周期存储下来的。SW2关断，SW2导通，主电路可以简化成如图2-3(B)所示的电路。输入端的电源不起作用，在输出端，电感L向负载提供能量，同时对C充电，以保证下一个开关周期的进行。
交流调压电源的设计
与仿真
任务书
一、设计内容：
1、查阅相关文献资料，掌握交流调压技术的发展与现状。
2、根据设计要求，确定功率电路的实现方案。
3、对交流调压电源的控制方案进行设计。
4、对交流调压电源的工作原理进行分析，并对功率电路和控制电路的电路参数进行设计。
5、在理论分析和设计的基础上，对交流调压电源进行仿真分析。
（12）
可见，在这个电路拓扑中，开关管的电压应力会比较大。
开关管的峰值电流为电感电流峰值，所以流过开关的峰值电流为：
⑵、参数计算：
由式(8)可知：
——输出电压，取110V；
D——在这里不考虑升压或降压状态，取D=0.5；
——输出电流，取4.5A；
——开关频率，100kHz；
—— ， 。
代入参数，得 ；
本设计按照AC/AC直接交流调压的主电路和控制电路的分析和设计的过程进行组织和编排，对其进行研究。全文共分为五节，其结构如下:
第一节功率电路及其参数的设计。
第二节介绍Buck-Boost 直接交流变换器的变换原理，并对其工作方式及工作模态进行分析。
第三节确定控制方式，并设计控制方案。
第四节 控制电路设计。
(1)
从一个完整的工频周期来看，输入电压有效值和输出电压有效值也会符合关系： (2)
2、电路参数设计：
⑴、原理说明：
变换器储能电感的设计可以按照类似直流Buck-Boost的方法来设计。下文给出了变换器在阻性负载下的电路参数设计方法。在图2(A)所示的电流波形中， 为电感电流波形， 和 分别为 在各开关周期的峰值和谷值所形成的正弦包络线， 为 的平均值所形成的正弦包络线。这里定义 为电感电流的纹波系数。
(4)
其中， 。
在不考虑各种损耗的情况下，输入功率等于输出功率，即： （5）
其中， 和 分别为输入、输出电流基波分量有效值，同时有：
(6)
从而， （7）
将式（7）代入(4)，得到电感的设计表达式为：
(8)
与储能电感的设计过程类似，滤波电容Co的设计同样由任意单个开关周期的电量关系所具有的一般意义推广到整个工频周期。在一个开关周期里S1导通，S3关断期间，电容放电，定义 ，则有：
第五节仿真。
第一节 功率电路及其参数设计
一、Buck-Boost AC/AC变换器的功率电路图：
图1-1功率电路图
图1为Buck-Boost直接交流变换器主电路拓扑图。在这个电路中，我们采用高频功率开关管作为执行机构，可以直接对交流电进行调压。电感L为储能元件，它是电源与负载之间的主要能量传递者，能够保证负载上电流保持连续的状态。电容C用来消除输出电压的波形波动，同时可以维持负载端电流的连续，起到一个滤波的作用。 分别为由两个IGBT反向串联组成的双向开关，采用脉宽调制（PWM）的方法来控制高频功率开关管,通过他们的通断来调节占空比。
由式(10)可知：
代入参数，得：
负载电阻
根据公式计算后，可以确定元件大小的大致的取值范围，再使用仿真软件对其进行仿真，确定L和C的具体取值大小。从输出的波形图，可以直观地显示出各个元件对输出电压的影响。
滤波电容C2是用来消除输出电压的波形脉动，同时可以维持负载电流的连续。假如C2的值设置太小，则无法滤去输出电压中的脉动，输出电压的纹波非常明显；假如C2的值设置太大，虽然纹波变小了，但输出波形出现了变形。电感L作为一个储能元件，是电源和负载之间的主要能量传递者，起保持负载上的电流连续状态的作用。假如L设置太小，就无法保证整个电路工作在电流连续的情况下；假如L的值设置太大的话，就会导致输出制电路采用目前常用的脉宽调制PWM技术，通过控制功率开关管的导通时间占空比来得到稳定的输出交流电压，实现从交流电到交流电的直接转换，使高性价比、无工频变压器式开关电源成为可能。相对传统的相控整流交流调压技术，采用PWM控制的斩波方式AC/AC直接变换器具有单级变化、不产生低次谐波、仅取决于负载的功率因数、快的动态响应速度、宽的线性调压范围以及输入输出易于滤波等优点，近年来得到了广泛关注和深入研究，正逐步取代传统结构成为交流电压调节方案的主流，在中小功率的交流调压领域获得广泛应用，包括电机调速、风机水泵、照明调光、高压静电除尘等。
图2-6(C) 时的续流模态
图2-6(D) S4关断，S2导通
图2-6 基于插入死区时间的PWM方式2的工作模态( )
图2-5给出了 时一个周期中变换器可能的三种模态，这段时间S2、S4一直导通。在S1导通期间，电路工作过程如图2-5(A)所示， 时，输入电流从S1和S2的反并二极管流通，电感储能； 时，输入电流从S2和S1的反并二极管流通，此时，电感向变换器回馈能量。当S1关断时，由于死区时间的存在，S3尚未导通，此时处于电感电流续流阶段。 时，电流从S4和S3的反并联二极管流通，电感向负载释放能量，如图2-5(B)所示； 时，电流从S2和S1的反并联二极管流通，电感向变换器回馈能量，如图2-5(C)所示。S3开通后，电感向负载释放能量，电路工作过程如图2-5(D)所示。 时，电流从S4和S3的反并联二极管流通， 时，电流从S3和S4的反并二极管流通。电压 为负时的情况可类似分析，其工作模态如图2-6所示。
目前，实现AC/AC电压变换的方案主要有工频变换器、矩阵变换器、高频交流环节AC/AC变换器和交-直-交变换器。工频变换器体积重量大，成本高，且没有稳压功能；矩阵变换器采用高频PWM技术，具有输入电流波形好、可实现高输入功率因数等优点，但由于其开关数量多，成本高，最大电压增益仅为0.866，控制策略复杂，同时需要复杂的钳位保护电路等问题，实际实现困难；高频交流环节的AC/AC变换器可实现电气隔离、高输入功率因数，但也存在电路和控制复杂等问题。
为周期性地交替实现上述两种工作状态，可采用如图2-4(A)所示的功率开关驱动信号(PWM方式1)。即 采用同一驱动， 采用同一驱动，且 和 的驱动互补。
另外，也可以采样输入电压 和输出电压 ，令 ，考察图2电路结构，实际上当 时，令 常通， 高频互补导通；当 时， 常通， 高频互补导通。由此得到开关管的开关信号如图2-3(B)(PWM方式2)所示。显然方式2中四个开关管的开关频率均为方式1时的一半，PWM方式2有助于降低器件开关损耗。
图2-4(A) S1、S2导通，S3、S4关断
图2-4(B) S1、S2关断，S3、S4导通
图2-4 基于PWM方式1的工作模态
图4为基于PWM方式1的工作模态， 采用同一驱动， 采用同一驱动，且 和 的驱动互补。但这样的驱动方法是有缺点的，不仅开关频率高，而且在实际实现时，由于存在开通与关断延时，开关不可能做到完全互补导通，可能出现四个开关同时导通或关断的情况，影响电路安全工作。为克服以上缺点，可采用基于插入死区时间的PWM方式2的驱动方式。
图1-2 AC Buck-Boost 电感电流波形
由于在一个开关周期内输入电压、输出电压、电感电流均可被视为直流，此时电感电流波形可如图2(B)所示。则在一个开关周期里的S1关断、S3导通器件，存在电量关系：
(3)
其中， ，表示任意开关周期里电感电流的最大变化量。为了减小流过功率开关的电流尖峰，一般取 。式(3)对于任意开关周期均成立，结合图4所示的关系，由变换器在各开关周期工作状态的一般性，可得到在整个工频周期的关系式：
相关文献提出了一类基于DC/DC变换器拓扑的PWM AC/AC 变换器拓扑族，通过采用双向开关取代直流变换器中的单向开关，这类变换器能实现直接AC/AC电压变换功能，并且开关数量少，电路结构简单，实现成本低，但由于单有源器件双向开关的使用，使变换器存在严重的换流问题，大大降低了变换器的可靠性和效率。
二、电路参数设计：
1、变换关系：
为了便于分析，假设变换器所有的元件都是理想器件。设变换器输入为工频交流电压 ，输出为 ，开关频率为 ，输出额定功率为 ，由于开关频率远大于电源频率，因此在一个开关周期内输入电压 ，输出为 、电感电流 均可视为直流，分别标记为 、 、 。并假设一个高频周期中功率开关S1导通的时间为DT，其中，T为开关周期，D为占空比，则S3导通，电感向负载释放能量的时间为(1-D)T。根据Buck-Boost变换器的工作原理，在开关周期内平均输出电压和平均输入电压的关系符合：