单管正激变换器参数确定
单管正激式开关电源变压器设计
单管正激式开关电源变压器设计引言：设计目标：设计一个单管正激式开关电源变压器，输入电压为220V，输出电压为12V，输出电流为1A。
主要的设计目标如下：1.高能效：确保转换效率达到90%以上。
2.稳定性：在负载变化范围内，输出电压波动小于5%。
3.安全性：确保设计的变压器具有过载和短路保护功能。
4.成本：在满足以上要求的情况下，尽量降低设计成本。
设计过程：1.计算变压器的变比：由于输入电压为220V，输出电压为12V，所以变压器的变比为220/12=18.332.计算次级电流：输出电流为1A，因此次级电流为1A。
3.计算主磁环的Ae（过剩面积）：根据磁环材料的选择，可以得到主磁环的Ae值。
4.计算主磁环的直径D：根据所选择的磁环材料的饱和磁感应强度，可以得到主磁环的直径D。
5.计算次级绕组的匝数：次级绕组的匝数可以根据变比计算得出。
6.计算次级绕组的截面积：由于次级电流和次级绕组匝数已知，可以计算出次级绕组的截面积。
7.选择铁芯截面积：根据所需的变压器功率，可以选择合适的铁芯截面积。
8.计算输出电压波动：根据设计目标的要求，计算负载变化时输出电压的波动范围。
9.设计过载和短路保护：根据设计目标的要求，设计过载和短路保护电路，以确保变压器的安全性。
设计要点：1.磁环材料的选择：磁环材料应具有高饱和磁感应强度和低磁滞损耗，以提高变压器的效率。
2.绕组材料的选择：绕组材料应具有良好的导电性和低电阻，以减小损耗和提高效率。
3.绝缘材料的选择：绝缘材料应具有良好的绝缘性能和耐高温性能，以确保变压器的安全性和可靠性。
4.冷却系统的设计：变压器在工作中会产生一定的热量，需要设计合适的冷却系统，以保持变压器的温度在安全范围内。
总结：单管正激式开关电源变压器是一种常见的电源转换器，设计时需要考虑效率、稳定性、安全性和成本等因素。
在设计过程中，需要计算变压器的变比、次级电流、主磁环的Ae和直径、次级绕组的匝数和截面积，选择合适的铁芯截面积，设计合适的过载和短路保护电路，并选用合适的磁环材料、绕组材料和绝缘材料。
单管正激式开关电源变压器设计
单管正激式开关电源变压器设计设计一个单管正激式开关电源变压器的主要目标是将输入电压转换为所需的输出电压，并提供适当的电流输出。
这种类型的电源变压器由一个开关管、一个变压器、一个整流电路和一个滤波电路组成。
以下是一个设计单管正激式开关电源变压器的基本步骤：1.确定功率需求：首先，确定所需的输出功率，这将指导变压器的尺寸和开关管的容量选择。
输出功率通常以所需的输出电压和电流来计算，即P=V*I。
2.选择变压器参数：根据所需的输出功率和输入电压范围，选择适当的变压器参数。
变压器一般由工作频率、变比（输出电压与输入电压之比）和功率容量来定义。
变压器的变比可以通过变压器的匝数比来实现，即N2/N1，其中N2是次级（输出）匝数，N1是主级（输入）匝数。
3.选择开关管：选择能够承受所需输出功率的开关管。
开关管的选择与其导通电阻、封装、耐压和工作频率相关。
常用的开关管有晶体管和功率MOSFET。
4.设计整流电路：整流电路用于将开关管的高频交流输出转换为直流输出。
常见的整流电路包括单相桥式整流器和满桥式整流器。
整流电路的设计需要考虑所需的输出电压、电流和纹波功率因素。
5.设计滤波电路：滤波电路用于去除整流电路输出的高频纹波，并提供平滑的直流输出。
常见的滤波电路包括电容滤波器和电感滤波器。
滤波电路的设计需要考虑所需的输出电压纹波和效率。
6.进行模拟和数字仿真：使用计算机软件进行电路的模拟和数字仿真，以验证设计的正确性和性能。
7.制作原型并测试：根据设计的电路图和布局，制作原型并进行测试。
测试包括输出电压和电流的测量、纹波和效率的评估。
8.进行优化：根据测试结果进行设计的优化。
优化的目标包括提高效率、减小纹波和噪声，以及改进稳定性和可靠性。
上述步骤提供了一个基本的单管正激式开关电源变压器设计的框架。
具体的设计细节和参数将取决于所需的输出功率和输出电压等要求。
为了确保电路的稳定性和可靠性，建议在设计过程中仔细考虑电源的保护和故障检测机制。
正激变压器的设计
正激变压器的设计正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程1、相關規格参数（SPEC）:INPUT: AC 180V~260V 50HzOUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20APout: 274W (Pomax=294W)η≧80%, fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、選擇core材質.決定△B选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T3、確定core AP值.決定core規格型號.AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)Ps : 變壓器傳遞視在功率( W) Ps=Po/η+Po (正激式)Ps=294/0.8+294＝661.5WJ : 電流密度( A) .取400 A/cm2Ku: 銅窗占用系數. 取0.2AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2 Ve=19163mm3AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns.(1). 計算匝比n = Np /Ns 設Dmax= 0.4n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/(Vo+Vf)Vf :二极管正向壓降取1VVin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDCVin(max)=260×√2=370VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5(13.8+1)/209=0.3868≈0.387Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218(2). 計算NpNp=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uSNp = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算NsNs = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np)Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取Np = 33TS (5).確定NRNR = Np= 33TS(6). CHECK ΔB之選擇合理性.ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T5、計算线径：(1). 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 AIprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mmΦ0.9mm orΦ0.55mm×4(2). 求NR繞組線徑dwR.NR =33TS L = N2×ALL = 332×4690×0.75 = 3.83mHIm = Vin(min) ×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈ 0.345AAWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2dwN=√(4×0.0691/3.14) =0.235mm 取Φ0.28mm(3). 求繞組Ns之線徑dwsIsrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9 mm2查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ，W ＝20mm則:dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm选用Φ0.40mm×166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）=10.7134÷（240×103）=45μH。
120W正激计算表
根据AP法选择到PQ3220： 4 磁芯选择PQ3220：
Ae ≔ 170 mm2 Acw ≔ 80.8 mm2 Le ≔ 55.5 mm MLT ≔ 6.6 cm AL ≔ 7 ― μH―
N2 Ve ≔ 9420 mm2 Wtfe ≔ 42 Bmax ≔ 0.22 T
S6 正激变压器设计
由于初级采用了10%的励磁电流，所以可以计算出初级电感量的大概水平：
Lm ≔ ―V―on―― = 7.783 mH ― 0.1― ⋅ Ip― pk ― Dm― ax― fsw
在绕制变压器的时候，如果电感 量低于这个值，就可以稍微减少 气隙。 正激变压器不加气隙，也是可行 的，因为磁芯不可能100%的贴 合在一起，因此比如存在气隙。
输入铝电解电容的值
计算输入电容的电压谷值， 用于计算变压器的最低输入 电压。
Iavg ≔ ―P― in ⋅― 3 ―= 3.118 A Vmin ⋅ 0.6
Pbr ≔ 2.2 V ⋅ ⎜⎝⎛― VPmi― nin ⎟⎠⎞ = 1.372 W Rθ ≔ Pbr ⋅ 10 = 13.72 W
S3 求匝比，在输入最低电压计算： Vins ≔ ― Vo― + V― d = 27.742 V
fsw ⋅ Ae ⋅ Bmax Nppp ≔ ― Vin― ma― x ⋅― Dm― ax― = 68.523
fsw ⋅ Ae ⋅ Bmax Nss ≔ N ⋅ Npp = 6.186 Nppp ≔ ― 6 = 41.617
N
磁芯磁导率 初级/次级匝比 AP值
变压器在最低输入电压设计!
SET 6
得出次级匝数
AP&KG法选择磁芯：
单管正激电路
单管正激电路
单管正激电路是一种开关电源的电路拓扑结构，具有电路拓扑结构简单、输入输出电气隔离、电压升、降范围宽、易于多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率电源变换场合，尤其在供电电源要求低电压大电流的通讯和计算机系统中，正激电路更能显示其优势。
单管正激电路的工作原理是：当开关管导通时，变压器向负载传送能量，同时滤波电感储存能量；当开关管截止时，电感通过续流二极管继续向负载释放能量。
在电路中还设有钳位线圈与二极管，可以将开关管最高电压限制在两倍电源电压之间。
此外，单管正激电路的输出功率范围大，可输出50-200W的功率。
但这种电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，所以实际应用较少。
12V2A单管正激电源测试细则
7.06.负载调整率确认 评测目的：
第 5页
确认当输入电压不变化，输出分别为满载和空载时，输出电压是否在技术条 件规定的范围内。
测试条件： 输入电压：18VDC—24DCV-35VDC； 负 载：轻载(24V/0A)；额定负载（24V/2A）两种状态。
结果判断： 使用测试获得的数据，查找同样输入电压情况下负载不同时的最高电压和最 低电压 VO、VO1。则负载调整率 Si=(△VO/ VO)×100％，式中△VO 为| VO1- VO|。 负载调整率应小于 2%。
7.15.过流保护确认 评测目的： 确认电源单元的过电流检测功能，确认过电流测出的值是否在技术条件规定
的范围内，以及确认发生过电流时会不会发生起烟起火等现象。 测试条件： 输入电压：额定输入电压 48VDC； 负载条件：满载(24V/2A)； 结果判断： 用数字示波器带电流互感器测试电源输出电流，使用手柄绝缘的工具瞬间短
检测
14 效率/功率因数测试
检测
15 过流保护确认
检测
16 短路保护确认
检测
17 过压保护确认
检测
18 输出接容性负载启动确认
检测
19 低温贮存启动确认
检测
20 高温贮存测试
检测
21 温度漂移符合性
检测
22 绝缘阻抗测试
检测
生产检验 抽样检测
检测 抽样检测 抽样检测
检测 检测 检测 检测 抽样检测 抽样检测 抽样检测 抽样检测 检测 检测 检测 检测 抽样检测 抽样检测 抽样检测 检测 抽样检测 检测
生损坏。 输入在 18VDC—24DCV-35VDC；之间变化时，输出电压在技术条件规定的范
围内。即输出电压误差在额定电压的±5%以内
单管正激变压器设计步骤(重点)-原创
单管正激变压器设计过程（原创）一、变压器工作频率f的确定频率常选为50KHz、65KHz、75KHz、100KHz、125KHz、150KHz，因频率过高，输出电压高，响应速度快，调整范围大，但MOS管，整流二极管，变压器发热量高，损耗大，噪声大，所以选低等于100KHz的为准。
二、变压器占空比的确定Dmax=0.44：因正激变压器的占空比选应低于0.5，这样可以减少变压器复位时间，减小RCD对MOS 管的应力，一般选择0.44。
三、确定变压器磁心先算出输入功率是多少，效率我们一般定为0.8（不带PFC的），若带PFC的，则按PFC 输出直流电压（恒定的电压）去计算，此时效率按0.92去估算；这样根据输入功率与磁芯尺寸的关系，可以选择哪一种磁芯。
注意：在此最重要的是怎样根据输入功率去选择磁芯及相应的骨架，骨架牵涉到几路输出及变压器绕线方式的问题。
注意：此是用来计算正激拓朴结构下的磁芯选择参考（估算），注意：也可以通过输出最大功率的计算公式去估算，此公式中△B是按0.15去计算。
四、变压器二次侧匝数N2N2=(Vs*Ton)*1000/(Bm*Ae)其中，Vs为变压器二次侧输出电压，Vs=(Vo+Vf+Vl)/DmaxVo为直流输出电压，如5V/1A中的5V；Vf为整流二极管的前向压降；Vl为后级输出电感的压降，此电感压降一般取0.4为主。
Bm为最大磁感应强度，也就是饱和磁感应强度，可以选0.3T以下（因实际变压器应用磁心的最高温度为100度），所以一般取0.25T；————变压器的磁感应强度Ae为选用的磁芯的有效截面积；Ton=T*Dmax.，其中T=1/f。
五、变压器反馈绕组的计算N3第一步，要知道所选的电流控制芯片的正常工作电压是多少，然后所连接的整流二极管的工作电压是多少，此二极管与辅助绕组相接，此二极管压降一般取0.6V。
所以N3=(VCCmin*Ton)*1000/(Bm*Ae)其中VCCmin为电流控制芯片最小的工作电压。
单管正激电路工作原理
单管正激电路工作原理单管正激电路是一种基本的电源电路，在不同的电子设备和电路中都得到广泛的应用。
它的工作原理是将正弦波输入信号经过整流、滤波等处理后，再经过管子放大，最终输出直流电压。
下面将对单管正激电路的工作原理进行详细介绍。
一、单管正激电路概述单管正激电路是一种利用单个晶体管进行电源变换的电路，在电源电路方面有很广泛的应用。
单管正激电路的核心是单个晶体管，在单管正激电路中，晶体管发挥了基本的功效，可直接在直流负载中完成放大和调节控制的功能。
单管正激电路具有一定的优点，如可靠性高、成本低、输出电流连续可调、仅需较少组件等。
但在负载变化大时，电路就需要更好的保护措施，以免损坏晶体管和负载。
1. 变压器单管正激电路的输入电源使用变压器供电。
变压器是将交流电压转化为需要的电压形式的设备。
变压器的输出电压一般为低压、高压或混合形式，变压器输出的电压负载变化较小，能保证稳定的输出信号。
2. 整流电路在单管正激电路中，需要对变压器输出的正弦波信号进行整流，以获得单向的电压信号。
整流电路一般采用整流器二极管进行单向加以整流。
在整流之后，电路输出的信号为带有直流偏置的单向脉冲波形。
3. 滤波电路在单管正激电路中，需要使用滤波电路进行滤波，以消除整流输出的脉冲波形，使电路得到更为平滑的直流电压信号。
常用的滤波电路为电容滤波器，其工作原理是利用电容器的充放电特性，过半个周期时间内，电容器电荷储存电能，以维持输出电流，从而实现平滑电路输出。
4. 晶体管放大电路在单管正激电路的最后一级，需要使用晶体管放大电路进行放大，从而实现输出直流电压的需求。
在放大电路中，晶体管通过调整其基极电流，从而改变负载中电压和电流的大小，达到调节输出电压的目的。
单管正激电路虽能够发挥出相对较好的信号调制效应，但由于其只有单个晶体管，故其性能相对较弱，需要经过一定的优化才能更好的发挥出其性能。
下面总结其主要优缺点：1. 优点（1）具有较小的体积和重量，结构简单，成本低廉。
实验49-DC-DC 单端正激式变换电路设计实验
实验四十九 DC/DC 单端正激式变换电路设计实验（信号与系统—电力电子学—检测技术综合实验）一、 实验原理1. 单端正激变换器单端正激变换电路是隔离式DC/DC 变换电路中的一种，采用一个单管实现DC/DC 变换，例如图49-1所示的电路。
它在开关管Q 导通时电源的能量经隔离变压器T 、整流二极管和滤波电感直接送至负载，故称为正激；由于其变压器磁通只在单方向上变化而被称为单端。
这样的电路被称为单端正激式变换电路。
V O图49-1采用辅助绕组复位的单管正激变换器正激变换器由于具有电路结构简单、成本较低、输出电流大、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合，更成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。
正激变换器中，由于变压器的磁芯是单方向磁化的，每个周期都需要采用相应的措施，使磁芯回到磁化曲线的起点，否则磁芯磁会很快饱和而导致开关器件损坏，因此需要采用专门的复位电路，使变压器的磁芯磁复位。
当输入电压及占空比固定的时候，输出电压与负载电流无关。
因此DC/DC 单端正激变换电路具有低输出阻抗的特点。
在同等功率条件下，单端正激变换电路的集电极峰值电流很小，所以该变换器适合应用在低压，大电流，功率较大的场合。
2. 不同复位方式的正激变换器[2]通常采用的磁复位方法主要有以下几种： (1) 辅助绕组复位正激变换器采用辅助绕组复位的正激变换器见图49-1。
其中隔离变压器有三个绕组：一次绕组N 、二次绕组N 和去磁绕组N 。
在T 时间内，Q 导通，D 导通，D 、D 123ON 213截止，电源向负载传递能量，此时，磁通增量为I 1ON I 1(V /N )T (V /N )DT S ΔΦ=⋅=⋅，输出电压为V O =V N /N 。
I 21时间内，Q 阻断，D 截止，D 导通续流，D 在T OFF 213导通向电源回馈能量。
如果在整个T I S V (1D)T /N 3′ΔΦ=−时间内，D ，输出电压为V OFF 3都导通，磁通减少量最大为O =0,此时开关管Q 两端的反压为V (1+N I 1/N )。
高效单端正激DCDC变换器.
高效单端正激DC/DC变换器高效单端正激DC/DC变换器类别：电源技术作者：西安交通大学王鹤杨宏（西安710049）来源：《电源技术应用》摘要：介绍一种特殊的单端正激DC/DC变换器，该变换器具有较高的功率传输效率和较大的功率输出。
关键词：单端正激变换器高效1 引言DC/DC变换器广泛应用于通信、计算机及汽车等领域，近年来DC/DC 变换器技术有了很大的发展，重点是研究高效、高功率输出、结构简单和价廉的变换器。
本文介绍一种特殊的单端正激200W48V/24V变换器，由于电路的特殊结构，该变换器具有稳定性好、效率高、功率密度高等优点。
2 电路设计该DC/DC变换器的控制电路选用TL494，它是一种性能优良、功能齐全的集成控制器，功能框图如图1所示，主要管脚功能如下：12脚：接电源正端，电压范围7V～40V。
7脚：公共负端。
14脚：输出5V基准电压。
6脚：外接定时电阻RT，常取数kΩ以上。
5脚：外接定时电容CT，产生锯齿波电压送比较器和死区时间比较器，振荡频率为f=1/RTCT4脚：死区时间控制，输入直流电压（0～4）V，控制TL494输出脉冲的占空比=0.45～0，在此基础上，占空比还受反馈信号控制，4脚还常用作软起动控制端，使输出脉冲宽度由0逐渐达到设计值。
13脚：输出方式控制，当U13=0时，用于驱动单端电路。
TL494的内部包含两个相同的误差放大器，它们的输出端经二极管隔离后送至比较器的同相端，与反相端的锯齿电压相比较，并决定输出电压的宽度，调宽过程可由3脚上的电压来控制，也可分别经误差放大器进行控制。
两个放大器独立使用，用于反馈电压和过流保护，3脚接RC网络，提高整个电路的稳定性。
完整电路原理如图2所示。
输出电压UO经R1和R2分压后加到1脚，当UO变化时，误差放大器1的输出电压随之改变，即与锯齿波电压的比较电平发生改变，比较器输出的脉冲宽度改变，通过TL494输出的驱动脉冲改变开关管的导通时间，从而实现调宽稳压的目的。
正激式变换器的参数设计及研究
正激式变换器的参数设计及研究正激式变换器是一种常见的DC-DC变换器拓扑，通常应用于电源转换和能量传输等领域。
正激式变换器通过将输入电压从低频到高频进行切换，以实现能量的转换和传输。
参数设计和研究对于提高正激式变换器的效率和稳定性非常重要。
首先，正激式变换器的参数设计需要确定输入电压范围、输出电压和输出电流等基本参数。
其中输入电压范围一般由本地电源的电压决定，输出电压和输出电流则根据实际需要进行选择。
在确定基本参数后，可以进一步设计变压器和电感的参数。
变压器是正激式变换器中非常重要的组件，其参数设计需要考虑输入和输出电压的比例关系、工作频率以及功率损耗等因素。
一般来说，输入和输出电压的比例由变压器的变比比例确定，可以通过设计决定变压器的结构和骨架，从而调整变比比例。
另外，工作频率对于变压器的设计也有重要影响，通常选择适合工作频率的材料和结构，以减小损耗并提高效率。
电感也是正激式变换器中常见的元件，其参数设计同样需要考虑输入和输出电压、工作频率和功率损耗等因素。
电感用于储存和传输能量，在正激式变换器中起到平滑电流的作用。
因此，电感的参数选择需要满足一定的电感值和电流容量要求，同时考虑磁芯材料的损耗和饱和等方面。
除了变压器和电感，正激式变换器还包括开关管和控制电路等组成部分。
开关管的选择需要考虑开关频率、耐压和导通电阻等因素，以确保其稳定工作和低功耗。
控制电路的设计需要满足开关管的驱动要求，通常选择合适的控制方式和芯片来实现高效、准确的控制。
除了参数设计，研究正激式变换器还需要考虑效率、稳定性和可靠性等方面。
对于效率的研究可以通过优化电路拓扑、选择合适的元件和控制策略来实现。
稳定性和可靠性的研究可以通过分析和仿真来评估电路的稳定性和容错能力，并根据实际情况进行改进。
总之，正激式变换器的参数设计和研究对于提高电路效率和稳定性非常重要。
通过合理选择和设计元件，优化控制策略和拓扑结构，可以实现高效、稳定和可靠的正激式变换器。
正激式变压器开关电源电路参数的计算
正激式变压器开关电源电路参数的计算正激式变压器开关电源电路是一种常见的开关电源拓扑结构，其工作原理是通过对输入电压进行开关变换来实现输出电压的调整。
在计算该电路的参数时，需要考虑输入电压、输出电压、工作频率、变压器参数以及开关管参数等因素。
1. 输入电压（Vin）：输入电压是指电路供电的直流电压，一般由输入端的整流电路提供。
在计算参数之前，需要先确定合适的输入电压范围。
2. 输出电压（Vout）：输出电压是经过变压器变换后的直流电压，一般由输出端的滤波电路提供。
根据设计需求确定合适的输出电压。
3.工作频率（f）：工作频率是指开关电源电路每秒钟切换的次数，一般在几十kHz至几MHz范围内。
根据设计需求和开关管的特性选择合适的工作频率。
4.变压器参数：变压器是正激式变压器开关电源电路的核心元件，其参数包括输入端绕组的匝数Np、输出端绕组的匝数Ns、铁芯面积A、磁通密度B等。
在计算变压器的参数之前，需要先确定变压器的输入输出电压比。
5. 开关管参数：开关管是正激式变压器开关电源电路的开关元件，其参数包括导通电阻Ron、关断电阻Roff、最大导通电流Imax等。
根据变压器参数和设计需求选择合适的开关管。
计算正激式变压器开关电源电路的参数一般分为两步：第一步是变压器的参数计算。
根据输入输出电压比和变压器的匝数关系，计算变压器的匝数比Np/Ns。
然后根据变压器的输入端电压和输出端电压，计算变压器的变比。
根据变压器的变比和输入电压，计算变压器的输入电流。
根据变压器的输入电流和输入电压，计算变压器的功率。
根据变压器的功率和铁芯面积，计算变压器的磁通密度。
第二步是开关管的参数计算。
根据变压器的输入电流、开关管的导通电阻和输出电压，计算开关管导通时的功耗。
根据开关管的导通电阻和工作频率，计算开关管导通时的热损耗。
根据变压器的输出电流、开关管的关断电阻和输入电压，计算开关管关断时的功耗。
根据开关管的关断电阻和工作频率，计算开关管关断时的热损耗。
单端正激变换器
单端正激变换器1、电路拓扑图2、电路原理其变压器T1起隔离和变压的作用，在输出端要加一个电感器Lo（续流电感）起能量的储存及传递作用，变压器初级需有复位绕组Nr（此点上我对一些参考书籍存疑，当然有是最好，实际应用中考虑到变压器脚位的问题）。
在实际使用中，我也发现此绕组也用RCD吸收电路取代亦可，如果芯片的辅助电源用反激供给则也可削去调整管的部分峰值电压（相当一部份复位绕组）。
输出回路需有一个整流二极管D1和一个续流二极管D2。
由于其变压器使用无气隙的磁芯，故其铜损较小，变压器温升较低。
并且其输出的纹波电压较小。
3、变压器计算一般来说高频变压器的设计可划分为以下六个步骤：a、选择磁芯材料和磁芯结构形式。
b、确定工作频率，工作最大磁感应强度Bm。
c、计算并初选磁芯型号。
d、计算并调整原、副边匝数。
e、计算并确定导线线径。
f、校核窗口面积和最大磁感应强度Bm。
现就这六个步骤来讨论单端正激式变压器的设计：★选择磁芯材料和磁芯结构形式高频变压器磁性材料选择的标准为高初始磁导率μi、低矫顽力Hc、高饱和磁感应强度Bs、低剩磁Br、高电阻率ρ和高居里温度点。
磁导率高，变压器工作时励磁电流就小；矫顽力低则磁滞损耗比较小；高饱和磁感应，低剩磁，变压器工作时磁通变化范围DB可以较大，相应减小了变压器体积；高电阻率，高频工作时涡流损耗比较小；高居里温度点，变压器工作温度可以相应提高，但以上各项要求不可能同时得到满足，不同的磁性材料存在其长处也必然存在不足，需视具体应用条件加以选择。
一次电源工作频率一般选择在60KHz～150KHz之间，二次电源产品工作频率一般选择在100KHz～400KHz之间，在这个频率范围，宜选用Mn-Zn铁氧体材料，目前二次电源常用的铁氧体材料包括TDK的PC30－PC40，Magnetics的P材料，PHILIP的3F3及899厂的R2KB2等。
磁芯结构形式的选择一是考虑能量传递，二是考虑几何尺寸的限制，三是考虑磁芯截面积和窗口面积的比例，多路输出变压器一般要求有较大的窗口面积，选择EE型、EI型或PQ型磁芯，可具有较大的窗口和良好的散热性，DC/DC模块电源可选用FEY型、FEE型、EUI型等，铃流变压器要求磁芯截面积比较大，可选用GU形磁芯；此外还应考虑变压器的安装，加工方便性，成本等，目前中、大功率通常选用GU 形磁芯，这种磁芯特点是有较大的截面积，漏磁很小，采用国产材料，成本低，但出线需手焊。
第8章 正激变换器(修订)
2019/5/24
开关电源技术与设计
第8章 正激变换器
8.3.3 最大占空比 的限制
在三绕组去磁复位正激变换器中，开关管关断后磁复位期间，复位绕组 Nr 对主绕组 N P
的映射电压U OR
=
NP Nr
×U IN
，开关管
DS 极承受的最大电压与反激变换器情况类似，即
U DS
= U IN
+ U OR
第8章 正激变换器
8.3.1三绕组去磁正激变换器波形
三绕组去磁正激变换器各关键点电压波形、绕组与二极管电流波形如图8.3.2所示。
Ton Toff
uGS
主绕组Np与复位绕
组Nr之间漏感Lp-r引
uDS
起的尖峰电压
us
漏感尖峰电压
2Uin Uin
us
0V
-u s
2019/5/24
Np
i 绕组电P流
i 复位绕组电流 R i 一次侧绕组激磁电流 M
BCM 模式下，间歇期Tr 时间为 0)
Dmax
=
Ton Ton + Toff
= U off U on + U off
= U OR
=
NP Nr
×U IN
= N P =0.5
U IN + U OR
U IN
+
NP Nr
×U IN
NP + Nr
为保证磁通可靠复位，在最小输入电压U IN min 下，最大占空比 Dmax 必须限制在 0.45 或以下，
略情况下，buck 变换器等效输入电压
U INR
=
NS NP
(U IN
−U SW
单管正激变换器参数确定
单管正激变换器参数确定第⼆章⽅案的确定2.1 变换器的设计指标2.1.1 正激变换器的设计指标输⼊电压：DC41V ～DC51V输出电压：DC12V输出电流：5A效率: η≥80%电压调整率：Su ≤1.5%负载调整率：S I ≤1.5%2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标输⼊电压：DC41V ～DC51V输出电压：DC17V输出电流：0.5A效率: η≥87%第三章正激电路设计这⾥UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.1123===- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为：KHZ f f osc 7521== (3-2) 3.3 主电路设计主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。
3.3.1 主电路中变压器的设计变压器是利⽤互感应实现能量或信号传输的器件。
在开关电源主电路中，变压器⽤于输⼊输出之间隔离及电压变换。
开关电源中使⽤磁性元件⽐较多，这其中包括作为开关电源核⼼的⾼频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电⼦变压器，他们是电⼒电⼦电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。
磁性元器件在整个的开关电源中所占的⽐重很⼤，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是⾼频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举⾜轻重的影响[16]。
⾼频变压器具有电压变化、电⽓隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源的核⼼部件，它的设计和计算也是最复杂的。
在能量传输⽅⾯，⾼频变压器有两种⽅式:⼀是变压器传输⽅式，即加在⼀次绕组上的电压，在磁⼼中产⽣了磁通变化，使⼆次绕组产⽣感应电压，从⽽达到使能量从变压器的⼀次侧传输到⼆次侧的⽬的;另⼀种是电感器传输⽅式，即在⼀次绕组上施加电压，会产⽣励磁电流并且使磁⼼磁化，并将电能转变成磁能存储起来，⽽后通过去磁可以使⼆次绕组产⽣感应电压，从⽽达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下⾯就是变压器设计的过程[17]。
第12课单管正激变换器原理与设计
四、电路构成各功能详解：
1、IC3是TDA16888 2、Q3是MOS管SSP7N80A(1.8OHM/7A/800V) TO-220封装。 3、 IC3 电压VCC是反激电源提供，通过遥控可以开关。 4、R110,C59，D17构成RCD漏电感能量吸收电路，磁复位。
D17为BYV26E(1A/1KV/75NS/1.4V/SOD57)。
变压器磁轨迹1
变压器磁轨迹2
变压器磁轨迹3
变压器磁轨迹4
BUCK电感磁轨迹1
BUCK电感磁轨迹2
BUCK电感磁轨迹3
BUCK电感磁轨迹4
5、R4，R47是为配不同MOS管选择电阻。 6、R38是电流取样电阻，氧化膜电阻RY17-2W-0.39±5%，同时 具有次级电压短路保护功能。R54，C22调整电流取样大小 滤波电路，此电路要精心选择，对稳定工作很重要。
7、 Ton期间，变压器T1一组初级线圈，Q13，R38构成给变 压器励磁电路，同时能量传递个次级，由次级两组线圈分 别给L1两组线圈励磁，L1两组线圈在给负载供电的同时储 存能量。 8、Toff期间，变压器T1另一组初级线圈，Ds，构成变压器 去磁电路。整流电路。同时在次级D14，D16，C37，C36分 别构成L1两组电感的去磁电路。 9、R57，C41和R39，C28消除D10，D15上面的高频尖峰。 10、C37，L7，C38和C36，L8，C35构成两个∏型滤波器， C35，C36， C3,7，C38一定要选高频 低漏电容。 CD110-25V-1800uF-M（105℃） 11、L27是差模抑制电感，进一步消除纹波电压。
ton期间变压器t1一组初级线圈q13r38构成给变压器励磁电路同时能量传递个次级由次级两组线圈分别给l1两组线圈励磁l1两组线圈在给负载供电的同时储存能量
单管正激12V10A计算表_变压器_电感_反馈_驱动变压器
12V_10A 单管正激变换器REV1By:Yangshuai Date:03/29/2013QQ:541638440S1 参数：≔Vinmin =⋅170V ‾‾2240.416V 最低电压输入≔Vnor =⋅220V ‾‾2311.127V 正常电压输入≔Vinmax =⋅265V ‾‾2374.767V 最高电压输入≔Vo 12V 输出电压≔Io 10A 输出电流≔η%82预计整机效率≔fsw 68KHz 选择开关频率≔r 0.6输出电感电流纹波比≔Po =⋅Vo Io 120W 输出功率≔Pin =――Po η146.341W输入功率≔fline 50Hz AC 线频率≔Dmax 0.465选择的最大占空比≔Vripp =⋅%1Vo 0.12V 输出纹波电压比≔Rload =――VoIo 1.2Ω满载负载电阻≔Vd 0.9V二极管压降S2：输入电容和整流桥选择≔Cbulk 120μF输入铝电解电容的值≔δVdc =――――――――⋅Pin ((−10.25))⋅⋅⋅Vinmin 2fline Cbulk 38.044V计算输入电容的电压谷值，用于计算变压器的最低输入电压。
≔Vmin =−Vinmin δVdc 202.373V≔Iavg =――――⋅Pin 3⋅Vmin 0.6 3.616A考虑0.6PF 和3倍电流余量，应该用4A 整流桥≔Pbr =⋅2.2V ⎛⎜⎝――Pin Vmin ⎞⎟⎠ 1.591W设整流桥发热压降为2.2V ，计算整流桥耗损的功率。
≔Rθ=⋅Pbr 1015.909W2瓦的热阻，产生17°的温升。
S3 求匝比，在输入最低电压计算：次级Buck 电感在最大占空比时可接受的最大输入电压值。
≔Vins =―――+Vo VdDmax 27.742V=Vmin 202.373V 根据这个电压值值推算出在最低电压的匝比。
≔N =―――Vins⋅ηVmin 0.167≔n =―1N5.982≔N =――――――+Vo Vd⋅⋅ηVmin Dmax 0.167采用另一种方法计算得到匝比。
buck参数选择
一种基于正激变换器的开关电源设计方法作者：上海海事大学郑慧汤天浩韩金刚摘要：<BR> 本文通过对正激变换器拓扑进行等效变换，推导出其参数计算公式，并用Pspice对正激变换器电路进行仿真验证。
最后，设计一个以双管正激电路为主电路的开关电源，并给出了Pspice的仿真结果。
经过多年的发展，开关电源技术已经取得了很大成功，其应用也十分普遍和广泛。
但因其结构复杂，涉及的元器件较多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些问题需要解决。
例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验，也有一定的难度。
对于第一个问题，由于目前各种开关电源虽然形式多样，结构各异，但其大都源于几种基本的DC-DC变换器拓扑结构，或者是这些基本电路组合，因此，可以对几种基本DC-DC变换器进行分析，将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。
对于第二个问题，随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善，人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。
本文在对基本的Buck变换器电路拓扑分析的基础上，对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析，发现可以通过等效变换，从Buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外，采用Pspice仿真软件进行了电路仿真试验，仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。
2 Buck变换的拓扑结构与参数设计基本Buck变换器的电路拓扑结构如图1所示，由电压源Vi、串联开关S、续流二极管VD和由LC组成的电流负载组合而成，其中L的大小决定输出电流纹波，而输出电压纹波则由C决定，这是最基本的一种直流变换器。
图1 基本的Buck变换器文献[1]给出了Buck变换器的电路设计公式，根据Buck变换器的输出公式:式中:ρ为占空比，且有:ρ＝ton/T，则ρ＝Vo/Vi。
电感L的计算公式为:式中:f为开关频率;Iomin为输出最小电流。
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第二章 方案的确定2.1 变换器的设计指标2.1.1 正激变换器的设计指标输入电压：DC41V ～DC51V输出电压：DC12V输出电流：5A效率: η≥80%电压调整率：Su ≤1.5%负载调整率：S I ≤1.5%2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标输入电压：DC41V ～DC51V输出电压：DC17V输出电流：0.5A效率: η≥87%第三章 正激电路设计这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.1123=⨯⨯⨯==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为：KHZ f f osc 7521== (3-2) 3.3 主电路设计主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。
3.3.1 主电路中变压器的设计变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。
在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。
开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。
磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响[16]。
高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。
在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。
1.铁芯材料的选取在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝数。
在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。
不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。
选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。
目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。
铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。
另外铁氧体工艺性能好，价格便宜，性价比高。
比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。
本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=∆，满足条件。
2.AP 公式在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。
而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。
由电磁感应定律得：dtNAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====ϕ (3-3) BAe VinDT AedB Vindt Np ∆==(3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms= (3-5)其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10<<Ku ，Ku 为填充系数，Kp 为原边面积系数。
所以 prmsI KpKuAwJ N = (3-6) 从而 prmsI KuAwJ Bf Ae VinD =∆ （3-7) 令 Ap=AeAw, ∴BJ fKpKu VinDI Ap prms∆= (3-8)按照Ap 值选择一个比实际所需Ap 大的变压器型号，式中Ae 为铁芯磁路面积，Aw 为铁芯窗口面积，B ∆为铁芯材料所允许的最大磁通密度的变化范围，f 为开关频率。
令Kt i i prms avg in =)(,Kt 为均方根电流系数。
∴BfKpKuKtJPinD BJ fKpKuKt VinDI Ap avg in ∆=∆=)( （3-9） 令KpKuKt=K ´为拓扑系数，再令D=Dmax=0.5，温升30ºC 时，J=2125.4/10450m A Ap o -⨯，Ap 取4cm因此 4125.04`10450Bfk 5.0cm ApPin Ap --⨯∙∆= 4143.1`1.11cm BfK Pin Ap ⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛∆= （3-10）假设变压器的效率为85%。
所以本次设计的变压器的实际所需Ap 值： 4143.133176.0114.0107525.085.0601.11cm Ap =⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⨯⨯⨯⨯=（3-11）为了使铜线能够很好地绕制，本次设计的变压器选择的型号是EE40（Ae 为1.28cm 2，Aw 为1.08mm 2），其Ap=1.38cm 4值远大于实际制作的变压器的，所以满足条件。
3.确定变压器的原副边匝数由于UC3844的最大占空比为0.5，所以本次设计先假设Dmax=0.4由电磁感应定律得： dt AedB N E Vin P == （3-12） ∴BAe VinDT AedB Vindt Np ∆== （3-13）又由于取T Bm 25.0=∆，所以原边匝数： 5.9107525.0101284.05736=⨯⨯⨯⨯⨯=-Np （3-14） 变压器的匝数比： 1124.041(min)max +⨯=+==fwd V Vo D Vin Ns Np n =1.26154 （3-15） 所以副边匝数： 53.726154.15.9===n N N ps （3-16） 由于匝数是整数，所以取Ns 为8匝，重新核算原边匝数Np ：Np=Ns ⨯n=10.09,所以取Np 为11匝。
重新核算实际的占空比，由电路一个周期内，通过电感的电流代数和为零得： ()()T D V V T D Vo V V Np Ns fwd o fwd in max max 1-+=⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛--（3-17） 其中，fwd V 为二极管的压降∴Dmax=0.436<0.5，满足要求。
4.原边线径Dp由于温升30ºC 时，22125.0/08.4/5.4mm A mm A Ap J ==- （3-18）所以可以选择J=4.00A/mm 2。
原边电流有效值：A D I NpNs I on prms 4.2max == （3-19） 所以原边横截面积： 26.0mm J I Ap prms ==（3-20）所以原边线径：mm Ap Ds 8743.04==π （3-21）而集肤效应的集肤为：mm f 2738.0107575753=⨯==δ （3-22）且D>2δ，所以要考虑集肤效应。
可以选择多股并绕，所以选择线径为0.53mm 的铜线，由于7.253.08743.02=⎪⎭⎫ ⎝⎛，即原边采用线径为0.53的铜线3股并绕。
5.副边线径Ds副边的电流有效值： A D I I on srms 30.3max == （3-23）所以副边的横截面积：2825.0mm JI As srms == （3-24） 因此副边的线径： mm AsDs 0252.14==π （3-25）由于线径很大，所以要考虑集肤效应，可以也选择线径为0.53mm 的铜线，由于7.353.00252.12=⎪⎭⎫ ⎝⎛，即副边采用线径为0.53mm 的铜线4股并绕。
6.磁复位绕组磁复位绕组绕组取与原边相同的匝数，即11匝，可以取线径为0.33mm 的铜线，而且要与原边并绕，这样耦合系数接近1。
综上本次主电路中的变压器参数为：原边为11匝，采用线径为0.53的铜线3股并绕；副边为8匝，采用线径为0.53mm 的铜线4股并绕；磁复位为11匝，采用线径为0.33mm 的铜线，图3-2是实际制作完成的变压器。
图3-2 实际制作完成的变压器3.3.2 主电路中电感的设计电感量L 也称作自感系数,是表示电感组件自感应能力的一种物理量.当通过一个线圈磁通(即通过某一面积的磁力线数)发生变化时,线圈中便会产生电势,这是电磁感应现象.所产生的电势称感应电势,电势大小正比于磁通变化的速度和线圈匝数.当线圈中通过变化的电流时,线圈产生的磁通也要变化,磁通掠过线圈,线圈两端便产生感应电势,这便是自感应现象,自感电势的方向总是阻止电流变化的,犹如线圈具有惯性,这种电磁惯性的大小就用电感量L 来表示.L 的大小与线圈匝数,尺寸和导磁材料均有关,采用硅钢片或铁氧体作线圈铁芯,可以较小的匝数得到较大的电感量.L 的基本单位为H(亨)实际用得较多的单位为mH(毫亨)和uH(微亨) 1H=103mH=106uH 。
1.电感的感值本次设计选择的频率f=75KHZ ，取临界连续时，on oc I I %10≤，所以()()T D V V DT Vo V V Np Ns fwd o fwd in -+=⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛--1 ∴in fwd o s p V V V N N D +∙=（3-26） ∴304.0(max)min =∙+=s p in fwdo N N V V V D ，而Dmax=0.436，所以变换器工作在连续区。
而临界连续时，电感的电流： ()D LfV V i I fwd o L oc -+=∆=12121 ∴()()H f I D V V L oc fwd o l μ9.1181.021min (max)=⨯-+=（3-27）所以取L=119H μ。
2.电感的线径 流过电感的电流有效值：A I lrms 5≈,而J=4A/mm 2所以电感线圈的横截面积：28.0mm J I A lrms L ==（3-28） 线径: mm A D L L 010.14==π,由于要考虑集肤效应，所以仍然采用0.53mm 的铜线绕制，由于63.353.0010.12=⎪⎭⎫ ⎝⎛，所以采用4股并绕。
3.电感的匝数N L流过电感的峰值电流：(max)(max)21L on lpk i I i ∆+= （3-28） A 5.5=由电磁感应得： dtAedB N dt di L E L L == ∴AedB Ldi N L L =AeBm Li Lpk = （3-29） 4.2025.01285.5119=⨯⨯=所以取21匝。