外加LNA 对零中频接收机性能之影响

Introduction
在手机射频中，最常额外添加LNA的RF应用，应该莫过于讯号极为微弱的GPS，如下图[18] :
然而随着手机射频越来越复杂，其他RF应用，也开始出现额外添加LNA的需求，如下图[9]。

故本文件将探讨外加LNA，对于接收机性能的影响。

Noise Figure
所谓灵敏度，指的是在SNR能接受的情况下，其接收机能接收到的最小讯号[17]，其公式如下:
然而对于手机射频工程师而言，能着手改善灵敏度的，只有Noise Figure一项。

Noise Figure的定义如下[17] :
理想上SNR当然是越大越好，最好是无限大(表示都没有噪声)，但实际上不可能没有噪声，因此所谓Noise Figure，衡量的是当一个讯号进入一个系统时，其输出讯号的SNR下降多寡，亦即其噪声对系统的危害程度，示意图如下[17] :
假设信号经过一组件，其SNR下降1 dB，那么我们可以说，该组件的Noise Figure 为1 dB。

而由下图可知，Noise Figure最小为零，亦即输出信号的SNR完全不变。

同时也由下图可知，信号经过任何组件，不管是有源还是无源，其SNR都只会变小，再怎样都不会变大，所以Noise Factor最小是1[14]。

因此，若信号经过越多组件，则SNR会下降越多[3]。

而不论是有源还是无源组件，其Noise Figure主要是来自其Insertion Loss。

当然，放大器在启动状态下，只有Gain，没有Insertion Loss，但即便如此，信号经过放大器，其SNR依旧只会下降，毕竟如前述所言，信号经过一组件，其SNR再怎样都不可能放大，因为Noise Figure最小为零，没有负的。

由上图可知，当信号经过一个LNA时，理论上SNR不变，因为信号与噪声会一起放大，且放大倍数一致。

但由于LNA会有自身的Additive Noise[3]，提升了信号的Noise Floor，故输出信号的SNR会下降。

因此，以RFMD的RF2815为例，其Noise Figure为0.85 dB，意味着其Additive Noise为0.85 dB，同时也表示信号经过该LNA，其SNR会下降0.85 dB[16]。

Noise Figure and Sensitivity
然而，信号经过LNA，其SNR依旧只会下降，那为何添加额外的LNA，可以增加灵敏度呢? 我们实际举个例子来说明。

接收机整体的Noise Factor，公式如下[17] :
我们计算一下，下图接收机，未加额外LNA时的Noise Figure:
值得一提的是，除了Stage 3之外，其他Stage的Gain(ratio)，需利用下式算出:
因为除了Stage 3的iLNA (Internal LNA)之外，其它Stage皆只有Insertion Loss，不会有Gain，而在Noise Factor的计算时，分母要带入的是放大/衰减倍数，以Stage 1为例，我们必须透过上式，得知3 dB的Insertion Loss，亦即G1(dB) = -3 dB时，其讯号会衰减为原来的0.5倍，最后再将整体Noise Factor的G1，用0.5带入。

接着我们计算一下，额外添加LNA后的Noise Figure :
由[1,10,12]与前述灵敏度公式可知，Noise Figure的增减，会直接反应在灵敏度上，因此，加了额外的LNA后，其Noise Figure下降了3 dB (5.04 – 2 = 3.04)，意味着其灵敏度，也提升了3 dB。

而eLNA，亦即External LNA，故以下我们皆以eLNA来称呼
已由前述得知，任何组件，不论有源还是无源，甚至是走线，都有其Noise Figure[14]，都会使SNR下降，因此接收信号从天线到接收机的传送过程中，其SNR下降是必然的，所以在计算灵敏度时，才会需将整体接收机Noise Figure纳入计算。

因此我们将上述例子，化简为下图:
而虽然eLNA，因其自身的Noise Figure，也会使SNR下降，但至少可以让接收信号从天线到接收机的传送过程中，其SNR的下降程度少一些。

换言之，加了eLNA，其SNR当然还是会下降，但若不加，其SNR会下降更多，如上例，加了就是SNR会下降2 dB，但若不加，SNR会下降5.04 dB。

所以，加了eLNA后，SNR由下降5.04 dB，变成下降2 dB，等同于提升了3 dB。

因此由此可知，加了eLNA，确实有助于灵敏度的提升。

在上述Noise Figure的计算过程中，我们发现，LNA之后的Stage，因为分母会有LNA的Gain，其值会变的非常小，几乎可忽略不计，换言之，LNA的Gain，会稀释了后方电路对整体Noise Figure的贡献，因此我们若将上例，省略LNA
后方的Stage，并重新计算，可得到下表:
我们由上表看到，与原来的计算结果，差异不大，因此为方便计算，LNA后方的Stage可忽略不计，只需考虑LNA输入端的Stage，与LNA自身即可[7,12,14]。

而若我们进一步，直接将LNA输入端Stage的Noise Figure总和，与LNA自身的Noise Figure，两者相加，可得到下表:
由上表得知，其计算结果几乎完全一致。

而前述已知，不论是有源还是无源组件，其Noise Figure，主要是来自其Insertion Loss，因此我们可将接收机整体Noise Figure，化简为下式:
Noise Figure(dB) = LNA Pre-loss(dB) + LNA Noise Figure (dB)
亦即得知LNA输入端的Insertion Loss总和，以及LNA本身的Noise Figure后，两者相加便可求出接收机整体的Noise Figure。

而LNA全名为Low Noise Amplifier，顾名思义，其Noise Figure多半很低，例如RFMD的RF2815，其Noise Figure只有0.85 dB[16]，而Infineon的BGA7L1N6，更是只有0.6 dB[10]。

因此我们得到一个结论，接收机整体的Noise Figure，几乎来自于LNA输入端的Insertion Loss[2,7,14]。

而已由前述得知，Noise Figure 的增减，会直接反应在灵敏度上，换言之，若LNA输入端的Insertion Loss多1 dB，则其灵敏度就是直接劣化1 dB[17]。

因此上例中，加入eLNA，之所以能提升灵敏度，是因为直接将其摆放位置，紧邻在ASM之后，如此便可省略过长的走线，其Insertion Loss对接收机整体Noise Figure的影响，亦即减少了LNA输入端的Insertion Loss总和，进而减少接收机整体Noise Figure，提升灵敏度，如下图:
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因此，回到上述例子，倘若 eLNA，摆放位置如下图 :
那么灵敏度不会有任何改善，因为 LNA 输入端的 Insertion Loss 并未减少，除非 iLNA 的 Noise Figure， 远大于 eLNA， 这样或许还会因省略了 iLNA 其 Noise Figure 的影响(因为 iLNA 在 eLNA 的后方)，使得灵敏度有所提升。

因此 eLNA 的摆放位 置，会决定其灵敏度的改善程度，原则上当然是离天线越近越好，这样可以将 LNA 输入端的 Insertion Loss 降到最低，使灵敏度的改善程度提升至最大。

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而在手机应用中，有可能为了避免 GPS 讯号被其他 RF 讯号干扰，会将 GPS 天线 位置，远离 2G/3G/4G 的主天线，如下图[53] :
亦即其天线位置会离收发器很远，故在摆放 GPS 的 eLNA 时，应离 GPS 天线越 近越好，否则其过长走线，会使其 C/N 值非常非常差，失去了 eLNA 改善灵敏度 的作用，如下图:
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当然，倘若天线离接收机非常近，且途中并未经过任何器件，原则上其接收机的 整体 Noise Figure 几乎为零(iLNA 本身的 Noise Figure 姑且忽略不计)， 亦即讯号 从天线到接收机的传送过程中，其 SNR 几乎没有劣化，在此情况下，当然不需 要 eLNA 来减缓 SNR 恶化程度，提升灵敏度，因为已无任何改善空间，如下图:
但实际上不可能，我们以 Qualcomm 的 WTR1625L 作说明[15] :
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如前述所言，手机射频越来越复杂，且 PCB 空间越来越小，在 Placement 时， 可能为了考虑空间利用率，其收发器的位置，会离天线很远，再加上要考虑 Co-existence 与 CA(Carrier Aggregation)的情况下， 其收发器前端会有许多组件， 例如 Switch, SAW Filter, Duplexer, Diplexer……等，这些都会造成灵敏度的劣化 [15]，因此才会越来越需要 eLNA，来提升灵敏度。

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我们已由前述公式得知，LNA 输入端的 Insertion Loss，以及 LNA 本身的 Noise Figure 后，两者相加便可求出接收机整体的 Noise Figure。

虽然接收机整体的 Noise Figure，几乎由 LNA 输入端的 Insertion Loss 主宰，但倘若我们能进一步 降低 LNA 本身的 Noise Figure，对整体灵敏度，依旧有些许的帮助。

首先是电源，我们由下图看到，若 LNA 的 Vcc 越大，其 Noise Figure 会越低[23]:
而一般而言，LNA 的 Vcc，会串联电感或磁珠，充当 RF Choke，目的是要抑制电 源的高频噪声[24,25]。

但须注意其内阻值不宜过大，而 Layout 时，其 Vcc 走线 也不宜过长，线宽过细，或是换层时 Via 打太少，因为这些都会导致 IR Drop， 使得供给 LNA 的 Vcc 变低，进而导致 Noise Figure 升高。

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另外是匹配，可以靠调 Source-pull 的方式，将 LNA 的输入阻抗，调整至 Noise Figure 最小的位置[26,27]，
当然一般而言，为方便起见，单端的接收路径，主要还是调至 50 奥姆附近，除 非是真的需要靠调 Source-pull 的方式来优化灵敏度。

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Data Rate
由 Shannon Theorem 得知，其信道容量可由下式计算:
由上式可知若带宽拓展，其 Data Rate 会增加，如下图[19] :
前述提到的 CA，载波聚合，也是为了拓展带宽，进而提升 Data Rate。

另外上图 的 MIMO (Multi input Multi Output)， 则是为了可以提升 SNR， 进而提升 Data Rate。

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也因为提升 SNR，可以提升 Data Rate，因此额外 LNA 的作用，除了可提升灵敏 度，也可提升 Data Rate[8-10]，如下图 :
因此在手机应用中，除了 GPS 外，也越来越常见其他 RF 功能，尤其是 LTE 跟 WiFi，添加额外的 LNA，也是为了 Data Rate 的提升。

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The Sensitivity difference between with / without LNA
我们以 Broadcom 的 BCM4356 来作说明，如下图[20] :
由上图可知，需添加一个 需添加一个 Switch，作为 WiFi Tx / WiFi Rx / Bluetooth 的路径切 换，而 Switch 里有内建 LNA，同时该 LNA 有 Bypass Mode，其灵敏度的量测数 其灵敏度的量测数 据如下:
因此我们可能会判定，若不加 若不加 eLNA，其灵敏度会劣化将近 15.5 dB。

然而，这其 实是个误解。

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我们由上图可看到，虽然用 Bypass Mode，与单纯接一个无内建 LNA 的 SP3T， 都没有 eLNA 的功能，但 Insertion Loss 明显有差[21-22]，差了将近 6 dB，换言 之， 若改接一个无内建 LNA 的 SP3T， 则与 LNA Mode 的灵敏度差异， 会变成 9.5 dB (15.5 – 6 = 9.5)，因此，正确的说法是，若不加额外的 LNA，其灵敏度会劣化 将近 9.5 dB，而非 15.5 dB。

顺带一提，因为 802.11ac 的 Data Rate 较高，运作速度较快，因此挑选 Switch 时，需额外注意其切换时间不宜太慢，最长不要超过 500 ns[21-22]。

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Linearity
下式是整体接收机，IIP3 的计算式[28]:
我们计算一下，未加 eLNA 时，整体接收机的 IIP3 :
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接着计算一下，加了 eLNA 之后，其整体接收机的 IIP3 :
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我们可以发现，接收机整体的 IIP3，由-26.5 dBm，变成了-41.6 dBm，劣化了将 近 15 dB， 换言之， eLNA 虽然可以提升灵敏度， 但却会降低线性度[2,5,7,12,13]。

而由[5,7,12]可知，其 IIP3 的下降，是来自于 eLNA 的 Gain，如下图 :
换言之，若 eLNA 的 Gain 越大，其 IIP3 会下降越多，因此在挑选 eLNA 时，要 注意 Gain 值不宜过大。

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虽然由 Noise Figure 公式， 与前述分析可知， LNA 的 Gain 越大， 可以越稀释 LNA 后端电路对整体 Noise Figure 的贡献，亦即可以将整体 Noise Figure 压越低，使 其灵敏度改善越多，如下图[30] :
然而我们同样以上述例子， 将 eLNA 的 Gain， 对接收机整体 Noise Figure， 与 IIP3 的影响，画成图表，如下图 :
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我们由上图可看到，若 eLNA 的 Gain 为零时，其接收机整体 Noise Figure 为 5.4 dB，与未加 eLNA 时差不多(5.04 dB)，亦即此时 eLNA，对于灵敏度是没有提升 作用的。

而当 eLNA 的 Gain， 开始变大时， 其 Noise Figure 确实急剧地被压下来。

但是当 eLNA 的 Gain 为 15 dB 时，其 Noise Figure 已几乎到了低点，之后即便 eLNA 的 Gain 继续增加， 其 Noise Figure 也已几乎无任何改善， 所以由上图可知， eLNA 的 Gain，对于灵敏度的改善，其实是有极限的，并非一昧地提高，就能一 直将其接收机整体 Noise Figure 压低。

而 IIP3 的曲线， 则是非常地线性， 完全与 eLNA 的 Gain 成反比， 当 eLNA 的 Gain 为零时，其 IIP3 等同于未加 eLNA，为-26 .5 dBm，而当 eLNA 的 Gain，一路从 零加到 24 dB 时， 其接收机整体的 IIP3， 也一路从-26.5 dBm， 降到了-50.5 dBm， 劣化了 24 dB，因此再次验证前述所言，其接收机整体 IIP3 的下降，是来自于 eLNA 的 Gain，Gain 每多 1 dB，其接收机整体的 IIP3，就会降 1 dB。

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同时也发现，当 eLNA 超过 15 dB 时，其实灵敏度已不会有任何改善 其实灵敏度已不会有任何改善，但线性度 却会持续劣化，所以 eLNA 的 Gain，不是越大越好，也不是越小越好 也不是越小越好，而是刚刚 好最好[8]。

因此我们将添加 因此我们将添加 eLNA，对接收机整体影响，整理如下表 整理如下表 :
由前述已知，除非 iLNA 的 Noise Figure，远大于 eLNA，否则下述摆法 否则下述摆法，其灵敏 度不会有任何提升，因为 因为 LNA 输入端的 Insertion Loss 并未减少。

。

同时又因为 eLNA 的 Gain 为 15 dB， 其接收机整体的 IIP3， 也会劣化 15 dB。

因此再次强调 因此再次强调， eLNA 的摆放位置，要越靠近天线越好 要越靠近天线越好，否则对于接收机的性能， ，不但没帮助， 反而只有劣化。

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Linearity and Sensitivity
前面对于灵敏度的分析，都仅止于无噪声干扰的状况，然而如前述所言，手机射 频越来越复杂，如下图[38]:
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因此其 Co-existence 的重要性越来越大，再加上 FDD 机制会有 Tx Leakage 的问 题[37,38]，因此不得不考虑线性度对于灵敏度的影响，若线性度不好，其灵敏 度会一并变差。

先谈 Tx Leakage， 因为 WCDMA， 与 LTE 的 Band1 到 Band 31， 皆为 FDD 机制， 其发射与接收会同时运作，所以会有 Tx Leakage 的问题，也因此需要双工器来 加强发射与接收的隔离[37, 38]。

在一些无线技术的 Rx 测试规范中，会看到 Maximum Input Level 的测项，例如 WiFi， WCDMA， 以及 LTE[29, 39]。

有别于灵敏度， 是在测试 BER 能接受情况下， 所能接收的最小输入讯号，Maximum Input Level，顾名思义，则是在测试 BER 能接受情况下，所能接收的最大输入讯号。

若以动态范围来解释，灵敏度是在测 动态范围的下限，而 Maximum Input Level 则是在测动态范围的上限，如下图 [29] :
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再精确一点讲，便是在量测整体 Rx 电路的 P1dB。

因此，倘若双工器的隔离度 不好，其 Tx Leakage 可能会因其过强的能量，使得 LNA 饱和[29,40,41]，导致 Gain 有所下降，如下图[29] :
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而由前述Noise Figure公式可知，若Gain下降，则Noise Figure会上升，其灵敏度会变差，最差情况就是LNA的Gain降为零，即接收讯号经过LNA时，完全不会被放大，则有可能被Noise Floor淹没，接收器完全量不到讯号:
除此之外，由于具备了低成本，低复杂度，以及高整合度，这使得零中频架构的接收器，在手持装置，越来越受欢迎[41]。

而零中频接收器中，RF信号频率与LO信号频率相同，因此最后降频待解调的讯号，为直流讯号，会座落在频域上频率点为零之处。

由[29]可知，DC Offset也是非线性效应之一，因此倘若Tx Leakage使LNA饱和，便会产生DC Offset，进而干扰降频后待解调的讯号，导致BER升高，其灵敏度变差[41]。

另外，因为Mixer处理的讯号，是经过LNA放大后的讯号，因此其P1dB必须比LNA更大，否则即便LNA的线性度够，但若Mixer的线性度不够，一样会有DC Offset[42]。

或是我们以星座图来解释，DC Offset会使星座图整体有所偏移，如下图右[42]:
换言之，DC Offset会使接收机的EVM变大，而由[42]可知，若EVM变大，则同样的SNR，对应到的BER会升高，其解调结果会变差，亦即DC Offset会使灵敏度变差[32]。

虽然可透过校准算法，在后端DSP单位，将DC Offset有效抑制下来。

以高通的RTR6285A为例，其接收机后端，便内建了DC Offset的校正机制[42]。

然而，其校正电路的抑制能力有限，若DC Offset过大，其灵敏度仍会劣化，最重要的是，即便DC Offset可有效抑制，但若LNA与其后端电路，因Tx Leakage 而饱和，则Noise Floor会上涨，SNR下降，其灵敏度依旧变差，故我们可得知，整体接收电路的P1dB，对于灵敏度确实有影响。

另外，也因为现今手机射频功能与频带越来越多，亦即讯号所受干扰越来越多，故越来越需要考虑Co-existence[38]:
当然首当其冲的，便是WiFi 2.4 GHz与邻近的LTE Band，尤其是Band 40，其间距只有1 MHz[43,44]。

因此为了加强隔离度，会使用Outband Rejection较大的FBAR Filter，如下图:
然而，即便FBAR的Insertion Loss，比SAW Filter小，但还是比Low Pass Filter 来的大，如下表[48-49] :
而由[50]得知，若PA的Post-loss越大，其发射性能与耗电流，均会劣化，如下图:
因此有些手机平台，会多增加TDD Bypass path，如MTK的MT6752，若WiFI 开启，其Band 40/41就走FBAR Filter的路径，以达成Co-existence的需求，若WiFi关闭，则走Low Pass Filter的路径，以降低PA的Post-loss，如下图[51]:
除了Co-existence之外，还必须考虑到IMD (Intermodulation)，由[29]可知，假设两输入讯号，其频率极为接近，f1为干扰源，f2为讯号，f1 ≈ f2，若LNA线性度不够好，则会产生IMD，IMD2 : f1-f2 ≈ 0 => DC Offset，
亦即IMD2，会等同于DC Offset，座落在频谱上为零之处，或其附近，因此会直接干扰到主频，SNR变差，灵敏度当然不好。

就算LNA线性度很好，但若Mixer线性度不好，一样会产生IMD2。

除了IMD2，还有IMD3，IMD3 : 2f1-f2 = f2 => 主频附近，
亦即IMD3，会在主频附近，滤不掉，一路跟随着讯号降频，SNR变差，灵敏度
当然不好[29]。

其LNA输入端，会同时存在三种讯号: Blocker、接收讯号、发射讯号[38]:
而由[45]可知，两种讯号便可产生IMD (Intermodulation)，亦即这三种讯号中，随意任两种便可产生IMD，可说是无所不在，例如WCDMA Band1的发射频率(1.95 GHz)，与DCS 1800发射频率(1.76 GHZ)，产生IMD3，则将会影响WCDMA
Band1的接收(2*1.95 – 1.76 = 2.14 )[46]。

而由[33]可知，若接收机整体的IIP2跟IIP3越大，其抑制IMD2跟IMD3的能力就越好，故我们可得知，整体接收电路的IIP2跟IIP3，对于灵敏度确实有影响。

因此若当手机离基地台极远，却又尚未归属另一个基地台的管辖范围时，如下图[41] :
为了与基地台有正常通讯质量，便会将发射功率打到最大，但由于离基地台极远，所以接收讯号很微弱，此时便形成Tx Leakage在LNA的输入端的功率很大，但接收讯号很小的情况。

而Tx Leakage在LNA的输入端，最大可达-24 dBm，而灵敏度最小可以到-117 dBm，若处于上述的极端情况，则两者差了将近100 dB[37]。

而由[37]得知，在接收讯号极微弱时，会启动High Gain Mode，以确保有足够的讯号强度，来推动ADC，同时也能将接收机整体的Noise Figure压到最低，确保有一定的解调质量，如下图:
当然，由前述得知，Gain越大，其IIP3就会越差，以Qualcomm的WTR4905为例，其接收机整体，分别在不同Gain Mode下的IIP3，如下图[55] :
而由[55-57]得知，接收机整体的IIP3，会影响其ACS(Adjacent Channel Selectivity)或ACR(Adjacent Channel Rejection)，如下图[57]:
同时由[36,45]得知，IIP3与IIP2，以及P1dB，都有相关联，换言之，在接收讯号极微弱，启动High Gain Mode的情况下，其线性度跟ACS/ACR，都是最差的，亦即最容易饱和，加上若又有强大的Tx Leakage，此时灵敏度，很难不受到DC Offset，IMD2与IMD3，这些非线性效应所影响。

SAW Filter and Linearity
在前述的分析中，我们已得知，在一昧追求良好灵敏度的同时，也应该兼顾线性度，否则灵敏度依旧会劣化。

尤其是手机到了现今的4G，也就是LTE的时代，因为LTE的PAR高，对线性度的要求也更高[47]，因此更加不得不重视，线性度对灵敏度的影响。

然而由前述得知，eLNA，固然能提灵敏度，但却会因其Gain 而劣化线性度，该如何兼顾?
我们可以藉助SAW Filter的Selectivity，其定义如下图[33] :
故其Selectivity，亦即对于Out-band Noise的抑制能力。

以简单的三级电路为例，倘若加入SAW Filter的Selectivity，其IIP3的计算如下[33] :
故由上式可知，在计算接收机整体IIP3时，SAW Filter之后的电路，其分母都可将SAW Filter的Selectivity纳入计算。

故我们将eLNA后方，插入一个Selectivity 为40 dB的SAW Filter，并计算其接收机整体的IIP3:
由上式可知，在eLNA后方加入一个Selectivity为40 dB的SAW Filter后，其IIP3由-41.6 dBm，提升至5.86 dBm，改善了将近47.5 dB。

而已由前述得知，IIP3与IIP2，以及P1dB，都有相关联，亦即在eLNA后方加入SAW Filter后，其接收机整体就越不容易饱和，也越不容易受到IMD2跟IMD3的干扰。

另外又由前述得知，接收机整体的Noise Figure，几乎由LNA输入端的Insertion Loss主宰，由于我们是将SAW Filter，摆放在eLNA后方，其接收机整体的Noise Figure并不会增加。

换言之，该做法除了可提升线性度之外，同时对于灵敏度，并不会有任何劣化，亦即可同时兼顾线性度与灵敏度。

而由上述IIP3的计算得知，接收机整体的IIP3，是来自于各级电路的的影响，如下式:
因此eLNA的Gain，之所以会让接收机整体的IIP3劣化，是因为会使后端电路的分子变大，进而使接收机整体的IIP3变小。

所以为何接收机在接收讯号极微弱时，其IIP3会变差，主要也是因为启动了High Gain Mode，使得后端电路的分子变得更大。

而由[52]可知，之所以越后端的电路，对于接收机整体的IIP3影响越大，也是因为越后端的电路，其分子越大，故也可由这解释，为何对于Mixer的线性度要求，要比LNA来的高。

也因此，有些Mixer会采用Passive的方式设计，主要目的是提高Mixer的线性度，进而提升接收机整体的IIP3[54,60]。

然而，以上例而言，虽然SAW Filter跟走线，都在eLNA之后，亦即在IIP3的计算时，其分子都比eLNA来得大，但对于接收机整体的IIP3影响，却远不如eLNA，原因是因为SAW Filter跟走线的IIP3都极大，亦即其分母极大，故稀释了其IIP3对于接收机整体IIP3的影响。

也因此，之所以SAW Filter可提升接收机整体的IIP3，主要是因为其Selectivity，可加大后端电路的分母，稀释其IIP3对接收机整体IIP3的影响。

换言之，SAW Filter可以舒缓对后端电路线性度的严苛要求[63]。

也因此，有些接收机，其SAW Filter会摆放在LNA与Mixer之间，除了可减少LNA输入端的Insertion Loss，避免灵敏度劣化，同时也可稀释后端电路IIP3，
对接收机整体IIP3的影响，进而提升接收机整体的线性度，亦即抵挡Outband Noise与Inband Noise的能力，都能有所提升，尤其是在Mixer线性度并不是那么好的情况下，如下图[17, 62] :
然而GPS的eLNA，除了Post-SAW，多半还会再加个Pre-SAW，如下图[16]:
由于GPS接收的是太空卫星发射的讯号，其接收讯号极微弱，约-150 dBm，
因此其接收讯号强度并不会大到足以使其eLNA饱和，加上GPS只有单一Channel[17]，换言之，会使eLNA饱和的，皆为Outband Noise。

而前述说过，以手机而言，因为里面会有许多射频功能，这些射频讯号，都会干扰GPS，如下图[17]:
GSM的发射功率，最大可达33 dBm，假设其天线效率为50%，那么GSM的辐射发射功率，约为30 dBm (33 – 3 = 30)。

再假设空气损耗为30 dB，那么GPS
接收路径上的GSM讯号，其强度可达-3 dBm。

而GPS的eLNA，其P1dB通常不会太大，以Infineon的BGA231N7为例，其P1dB为-5 dBm，换言之，该GSM的发射讯号，会使GPS的eLNA饱和。

当然，这也取决于其天线之间的隔离度，如下图[59] :
倘若天线之间的隔离度够大，是可以降低饱和的风险，如下图[17]:。