第六章 混频

第六章 混频
(3)1dB压缩电平。混频前的已调波us 的功率Ps 远小于本 振信号ul 的功率时,混频 电路的线性时变工作状态近似只受 ul 的控制,混频增益 Kc 基本不变,混频后的已调波ui 的功率Pi 与Ps 成线性关系,斜率即为 Kc。随着Ps 的增大,混频电路的 时变工作状态逐 渐开始受到us 的影响,变为非线性时变工作 状态。滤波前,输出电流的表达式中出现了us 的非线性项,如 u2s、u3s 等,它们分出了us 的部分功率,导致Pi 的增大变得缓 慢,不再与 Ps 成线性关系,即 Kc 开始变小,如图6.3.1所示。
第六章 混频
图6.2.16 二极管平衡下混频
第六章 混频
第六章 混频
【例6.2.5】 二极管环形下混频电路如图6.2.17(a)所示。 图中,串联电阻RD 用来减小 二极管 伏 安 特 性 的 非 线 性 产 生 的 失 真,高 频 已 调 波 us =Usm cosΩtcosωct,本 振 信 号
电阻型场效应管混频的输出回路上没有直流电压源,所 以也称为无源场效应管混频, 其主要优点是非线性失真小。
第六章 混频
图6.2.18 电阻型场效应管混频
第六章 混频
6.3 混频器的主要性能指标
混频器的性能可以用以下指标衡量。 (1)混频增益和混频损耗。晶体管混频器和场效应管混 频器是有源混频器,它们在混 频的同时,还可以放大信号的功 率,混频增益是混频后的已调波功率 Pi 与混频前的已调 波功 率Ps 之比,即
第六章 混频
第六章 混频
图6.2.3 晶体管上混频电路和转移特性
第六章 混频
图6.2.4 I0(t)和g(t)的波形
第六章 混频
第六章 混频
根据晶体管放大器的组态以及已调波和本振信号的输入 位置,常用的晶体管混频电路 有四种基本结构,如图6.2.5所示。 图6.2.5(a)和图(b)中,混频前的已调波us 从基极输 入,对其而 言,电路为共发射极放大器,频率较低时,混频增益较大,输入阻 抗也较大,因 此在us频率较低时适用。us 频率较高时,需要用 高频时混频增益和输入阻抗都较大的共 基极放大器,如图 6.2.5(c)和图(d)所示。图6.2.5(a)和图(c)中,us 和本振信号ul 直 接耦 合,当二者频率相对接近时,频率牵引现象比较严重,ul 的频率受到us 的干扰而发生变化,此时应该采用图(b)和图(d) 的接法,从晶体管的另一个输入端引入ul 。
第六章 混频
其中,UBB为基极回路的直流电压源。对us 而言,UBB+ul 是时 变静态工作点 Q 对应的晶 体管的输入电压,称为时变静态电 压,在其附近将iC 展开成有关us 的泰勒级数,并作线 性近似,得
式中,I0(t)为时变静态电流,而g(t)为时变电导,它们分别是us 为 零、交流输入电压仅 有直流偏置电压和本振信号时有源器 件的输出电流和交流跨导。
第六章 混频
图6.2.8 场效应管下混频电路和场效应管的转移特性
第六章 混频
解:因为UGG=UGS(off),所以在Ulm ≫Usm 的条件下,场效应
管的工作状态近似取决于ul 的正负。利用单向开关函数 k1(ωlt),漏极电流:
第六章 混频
图6.2.9 I0(t)和g(t)的波形
第六章 混频
第六章 混频
图6.1.2 用乘法器实现混频
第六章 混频
6.2 混 频 原 理
同振幅调制一样,混频用的乘法器可以采用非线性器件 或线性时变电路的原理来实 现。在接收机中,低噪声放大器 送出的高频已调波是小信号,而本振信号相对是大信号, 所以 混频器的实现主要采用了线性时变电路的原理。
第六章 混频
图6.2.10 双栅 MOSFET混频
第六章 混频
第六章 混频
因为漏栅电容很小,所以双栅 MOSFET 混频电路的工作 频率较高,而且混频前的已 调波和本振信号从两个栅极分别 输入,明显减小了 二 者 之 间 的 耦 合,不 容 易 发 生 频 率 牵 引。
晶体管放大器混频和场效应管放大器混频的电路设计中, 可以采用平衡对消技术实现 平衡混频。
图5.3.20所示的二极管调幅原理电路中,把调制信号uΩ 和 载波uc 分别换成混频前的 已调波us 和本振信号ul,就构成了 二极管混频原理电路,如图6.2.15所示。
第六章 混频
图6.2.15 二极管混频
第六章 混频
第六章 混频
第六章 Βιβλιοθήκη Baidu频
【例6.2.4】 二极管平衡下混频电路如图 6.2.16(a)所示, 已知高频已调波为us= Usm(1+macosΩt)cosωct,本振信号
第六章 混频
图6.2.11 晶体管放大器平衡混频
第六章 混频
第六章 混频
第六章 混频
图6.2.12 推挽式场效应管放大器混频
第六章 混频
6.2.4 差分对放大器混频 振幅调制中用到的差分对放大器和双差分对放大器, 在
输入已调波和本振信号时,也可以实现混频。双端输出 时,差 分对放大器实现单平衡混频,而双差分对放大器则 实现双平 衡混频。
第六章 混频
第六章 混频
图6.2.13 差分对放大器混频
第六章 混频
第六章 混频
【例6.2.3】 双端输出的双差分对放大器上混频电路如 图6.2.14所示。图中,本振信号 ul=52cos(2π×965×103t)mV, 中 频 已 调 波 us =0.1cos(2π×175×103t)V,电 阻 RE=1kΩ,LC 并联谐振回路的谐振频率f0=1140kHz,谐振电阻Re=10kΩ。计 算高频 已调波ui。
第六章 混频
第六章 混频
【例6.2.2】 场效应管放大器下混频电路和场效应管的 转移特性如图6.2.8所示。高频 已调波us=UsmcosΩtcosωct,本
振信号ul=Ulm cosωlt,Ulm ≫Usm ,栅极回路的直流电压 源UGG
提供场效应管的夹断电压UGS(off),LC 并联谐振回路的谐振频 率ω0=ωl-ωc,带宽 BWBPF≫2Ω,谐振电阻为Re。写出时变静态 电流I0(t)和时变电导g(t)的表达式并画出波 形,写出混频跨导 gc 和中频已调波ui 的表达式。
ul=Ulmcosωlt,Ulm ≫Usm ,带通滤波器的中心频率即 中频频率
ω0=ωi=3ωl-ωc。写出中频已调波ui 的表达式。 解:不考虑带通滤波器时,原电路的等效电路如图6.2.16(b)
所示。设二极管 VD1 和 VD2的交流电阻为rD。当ul>0时,VD1导 通,VD2截止,RL 中的电流:
本振信号ul=Ulmcosωlt,Ulm ≫Usm ,基极回路的直流电 压源
UBB提供晶体管的导通电压UBE(on),LC 并联谐振回路的谐振频
率ω0=3ωl+ωc,带宽 BWBPF≫2Ω,谐振电阻为Re。写出时变静
态电流I0(t)和时变电导g(t)的表达式并画出波 形,写出混频跨 导gc 和高频已调波ui 的表达式。
对无线电接收机,混频增益越大,输出信噪比就越大,接收灵敏 度就越高。
第六章 混频
二极管混频器是无源混频器,混频后信号功率会减小,混 频损耗定义为混频前的已调 波功率Ps 与混频后的已调波功 率Pi 之比,即
混频损耗主要是由电路匹配不佳致使功率反射、二极管 PN 结功率损耗以及混频中无 关频率分量携带功率所造成的。
第六章 混频
图6.1.1 混频对已调波的改变
第六章 混频
在实现上,用乘法器将混频前的已调波us与本振信号ul 相乘,并通过带通滤波器滤 波,就得到混频后的已调波ui ,us 的 载波频率ωc 和ul 的频率ωl 的和ωl+ωc 或差ωl-ωc 就是ui 的载 波频率ωi,如图6.1.2所示。根据乘法器相乘的结果kMusul 的频 谱,选用其他 中心频率ω0 的带通滤波器,可以得到其他载波 频率的ui,如ωi=3ωl±ωc。
由于混频器位于接收机前端,是接收机噪声的主要来源 之一,所以应该选择低噪声器 件减少混频器的噪声。考虑到 各种器件噪声的频域分布特点,不同信号频段混频器线性时 变电路的实现形式不同,在中频和高频频段可以采用模拟乘 法器和差分对放大器实现,在 高频和甚高频频段可以采用晶 体管放大器、场效应管放大器和双栅 MOSFET 放大器实现, 在特高频、超高频和极高频频段则可以采用二极管实现。
第六章 混频
(2)噪声系数。噪声系数定义为混频器的输入功率信噪 比 Ps/Pni与输出功率信噪比 Pi/Pno的比值:
由于混频器内部存在噪声源,如器件噪声和电阻热噪声, 使得输出噪声功率 Pno大于 输入噪声功率Pni,所以 10lg(Pno/Pni)>0,NF>-Kc。NF 越大,经过混频器后功率信 噪比 下降越明显,说明混频器内部噪声越大。
第六章 混频
6.2.3 双栅 MOSFET放大器混频 双栅 MOSFET 有 两 个 栅 极,分 别 用 G1 和 G2 表 示,其
电 路 符 号 和 转 移 特 性 如 图 6.2.10(a)所示,漏极电流受到 栅源电压uG1S和uG2S的共同控制,记为iD(uG1S,uG2S)。
第六章 混频
第六章 混频
图6.2.5 晶体管混频电路的基本结构
第六章 混频
6.2.2 场效应管放大器混频 作为平方律器件,场效应管混频漏极电流的泰勒级数展
开式中没有关于已调波的高阶 项,消除了高阶项产生的无用 频率分量造成的失真。图6.2.6所示的原理电路中,场效应管 的漏极电流:
第六章 混频
图6.2.6 场效应管放大器混频
第六章 混频
因为混频不影响调制信号对载波的作用,所以在时域上, 如果混频前的已调波us 是普 通调幅信号,则混频后的已调波 ui 的包络线没有变化,只是在包络线约束下的振荡频率 (即载 波频率)发生了变化,如图6.1.1(a)所示,在频域上,混频与振幅 调制和解调一样,实 现频谱的线性搬移,如图6.1.1(b)所示。混 频前后已调波的频谱结构没有变化,只是中心 的载波频率发 生了改变。
ul=Ulmcosωlt,Ulm ≫Usm ,带通滤波器的中心频率即中频频率
ω0=ωi=ωl-ωc。写出中频 已调波ui 的表达式。
第六章 混频
图6.2.17 二极管环形混频
第六章 混频
图6.2.17 二极管环形混频
第六章 混频
第六章 混频
第六章 混频 6.2.6 电阻型场效应管混频
第六章 混频
第六章 混频
图6.2.14 双差分对放大器上混频电路
第六章 混频
第六章 混频
6.2.5 二极管混频 晶体管放大器混频、场效应管放大器混频、差分对放大
器混频和双差分对放大器混频 都称为有源混频,可以获得混 频增益;二极管混频属于无源混频,存在混频损耗。二极管 便 于构成单平衡混频电路和双平衡混频电路,即环形混频电路, 通过平衡对消技术,减少 无用频率分量。
第六章 混频
图6.2.1 晶体管放大器混频
第六章 混频 I0(t)和g(t)的波形如图6.2.2 所示,可以分别利用晶体管的
转移特性和跨导特性,根 据ul 的波形几何投影得到。
图6.2.2 I0(t)和g(t)的波形
第六章 混频
第六章 混频
第六章 混频
【例6.2.1】 晶体管放大器上混频电路和晶体管的转移 特性如图6.2.3所示。中频已调 波us=Usm(1+macosΩt)cosωct,
第六章 混频
第六章 混频
6.1 混频信号 6.2 混频原理 6.3 混频器的主要性能指标 6.4 接收机混频电路的干扰和失真 6.5 集成器件与应用电路举例 本章小结 思考题和习题
第六章 混频
6.1 混 频 信 号
为了论述简明,混频前的已调波,不论是高频已调波还是 中频已调波,统一记为us, 混频后的已调波统一记为ui,其载波 频率记为ωi。
第六章 混频 其中,UGG为栅极回路的直流电压源。在时变静态电压UGG+ul 附近对iD 作基于泰勒级数 展开的线性近似,有
场效应管的转移特性呈平方律,而跨导特性则呈线性。ul 的波形经过几何投影得到的 I0(t)和g(t)的波形如图6.2.7所示。
第六章 混频
图6.2.7 I0(t)和g(t)的波形
第六章 混频
6.2.1 晶体管放大器混频 晶体管放大器混频的原理电路如图6.2.1所示。以下混频
为例,设高频已调波us=usmcosωct(对普通调幅信号,时变振幅 usm =Usm (1+macosΩt),对双边带调制信号,usm =UsmcosΩt),本 振信号ul=Ulm cosωlt,Ulm ≫Usm ,晶体管的工作状态取决于ul。 使LC 并联谐振回路的谐振频率ω0=ωi=ωl-ωc,则集电极电流iC 中的中频电流可以滤波产生 电压输出,得到中频已调波ui。 下面确定中频电流。忽略晶体管的输出电压uCE的影响,晶 体 管的转移特性,即iC 和晶体管的输入电压uBE的关系可以表示 为