接收机增益选择与ADC噪声电平匹配

接收机增益选择与ADC噪声电平匹配ADC接收机增益选择与噪声电平匹配
李立明
)710100( 西安电子工程研究所西安。

【】ADC ADC 摘要本文主要探讨了接收机和的噪声电平匹配问题文中讨论了的噪声与动态范
，，，、。

，围信噪比损失过采样的处理得益以及接收机的增益系统带宽选择等问题分析证明系统检
，，测信号能力与系统噪声及动态范围需要设计者作出合理的选择采用过采样技术和脉冲压缩波形。

可增大系统的动态范围
: ; ADC; ; 关键词接收机增益噪声匹配
: TN851: A: 1008-8652( 2012) 02-063-08中图分类号文献标志码文章编号Selection of Receiver's Gain and Matching with ADC Noise Level
Li Liming
( Xi'an Electronic Engineering Research Institute，Xi'an 710100) Abstract: The selection of receiver's gain and matching with noise level of ADC is discussed, The issues like noise and dynamic range of the ADC，signal-to-noise loss，processing gain of oversampling as well as gain of the receiver， selection of the systemb andwidth are also discussed, Analysis on all these issues proves thati t is needed for a desig- ner to make rational selection of the system's capability for detecting signal，system noise and dynamic range, Howev- er，employment
of oversampling technology and pulse compression can increase dynamic range of the system greatly,K eywords: receiver's gain; ADC; noise; match。

已与原来的设计有了很大的不同为了揭示信号检 1 引言ADC ，ADC 测能力与噪声之间的关系本文从噪声
，电平和动态范围开始讨论过采样对噪声电平的影 ( ADC) ，ADC 随着模数转换技术的发展的采，，ADC 响如何计算接收机灵敏度噪声对接收机系，
( oversampling) 样速率迅速提高这就为使用过采样，，统灵敏度的影响如何计算接收机的噪声系数脉冲。

技术提高信号的检测性能提供了可能当将高性能 ADC ，压缩对噪声电平的影响以及大信号对接收机 ADC ，ADC 的与接收机级联时的噪声有可能会淹。

噪声性能的影响等问题，没掉接收机输出的小信号从而影响接收机的灵敏。

，度为减少这种影响通常采取提高接收机增益的。

方法但接收机增益的提高会压缩其输出动态范
2 系统定义，。

，围进而影响系统的动态范围因此接收机与
ADC 的匹配就是在尽可能减少级联引起信噪比损
，。

失的前提下来满足系统对动态范围的要求长期，为了便于问题的描述将接收系统划分为前端
，。

以来人们普遍认为接收机的输出噪声应该高于模拟接收机和后端数字中频接收机两部分 ADC 1 : 2 LSB，( RF) 1 A 基底噪声最低有效位其实这种认识来自天线的微弱射频信号从图中的
，ADC 、、，是不完全正确的特别是在高速和过采样技术点进入模拟接收机经模拟接收机的高放混频中
，ADC ( :6 0Mz) B IF 30MHz H出现以后电路的设计以及接收机增益的选择
放并将中频典型值为送至
，IF ADC 点信号经数字中频接收机的高速进行采
: 2011-12-21收稿日期
: ，，1953 ，。

作者简介李立明男年生高级工程师研究方向为雷达系统工程
41 第卷64火控雷达技术
ADC ，。

，D 的信噪比通常与输入信号的频率有关不样经由数字匹配滤波器滤波后送至点
1 :
2 dB 同的输入频率测量得到的信噪比约有的偏。

ADC 。

差的信噪比也可在器件的手册中直接查找
,，SNR SNR = 66dB @在器件的手册中表示为 1 图接收机系统的组成框图 1dBFS，ADC 它表示当输入正弦波信号的功率比的
FS 1dB ，66dB。

小时测量得到的信噪比为如果我“1 A B模拟接将图的点到点的信号链定义为FS ，, 1dBFS SNR，们在一张图上画出线线以及
就”，B D “收机点到点的信号链定义为数字中频接收 ADC 。

ADC 2 ，可以确定出噪声功率的大小在图中”，A D “机点开始直到点为止定义为接收机系 @ F/2 ，NADC N的噪声功率电平用表示这里是Δ S Δ ”。

，统因为在定义接收机系统检测灵敏度时必须。

，FADC 2 的噪声总功率是的采样频率图中的 S ，，指定测试点的位置测试点位置不同接收机系统的。

其它数值将在后面逐一讨论。

噪声系数及检测灵敏度会有所不同因为匹配滤波 ,4,ADC 通过测量或通过查阅器件手册可得到，的功能是在数字域实现的模拟接收机的作用仅仅Nyquist SNR ADC 的是输入信号功率与第一区域，是信号无失真放大及传输因
此模拟接收机的带宽 N。

2 ADC 中噪声总功率之比在图中标注噪声总Δ ，B 通常要比所要求的匹配滤波器的带宽大因而从“@ F/2 ”F/2 ，功率时使用了的记号就是强调在 S S D 点输出与从点输出所得到的噪声系数及检测灵。

ADC 频带范围内总的噪声功率由于的噪声功率。

敏度会有很大的不同 Nyquist ，ADC 均匀扩展至整个第一区域因而的噪
:声功率谱密度即为
ADC 3 的噪声电平和动态范围
N Δ S( f) = ( 2)Δ F/2 ADC ，ADC 的噪声包含热噪声和量化噪声的噪 S ADC 声电平是指单独对测量时热噪声和量化噪声 ADC ADC ADC的噪声功率是由的制造工艺和 ADC ADC 。

之和的动态范围是指从的噪声电平起。

ADC 的设计电路共同确定的数值一旦电路设计 ADC ( Full ,s cale) ，到满量程的工作范围通常用分，ADC ，完成以后的噪声功率就确定了下来并且是 ( dB) 。

ADC 贝表示本文将满量程对应的输入信号。

一个与采样频率无关的数值因此当采样频率提高 FS 。

ADC ，功率记为功率一旦的规格给定以后其，，时噪声功率被扩展至更宽的频率范围因而噪声功 FS 。

ADC 满量程信号功率即为一定为了确定的动。

率谱密度随采样频率的上升而下降这就是采用过，ADC ，态范围需要知道的噪声电平它可以通过测 ADC 。

采样技术来降低的有效噪声功率的主要理由( SNR，) 。

ADC 量信号噪声比或简称信噪比来确定,1,:能够达到的最大信噪比由下式确定
4 过采样的处理增益
SNR = 6. 02b + 1. 76 ( dB)( 1)
ADC 。

噪声可以看成是白噪声当使用不同的。

( 1 ) b ADC 式是理想情其中是的量化位数
，带宽进行滤波时滤波器输出的噪声功率随滤波器 ( ) ，ADC ( 况下不考虑热噪声从输出端测量时即图。

ADC 带宽的不同而变化在我们讨论噪声对接收 1 C ) ，ADC 。

中的点能够达到的最大信噪比对于
机系统的性能影响时我们更多关注的是模拟接收机 12 ,b t ADC ，( 1) SNRi 的而言式给出的最大信噪比
ADC ，和级联处的噪声功率因而我们需要将测试点 = 74dBADC 。

，然而由于热噪声的存在实际上能够
ADC ，1 B 的噪声功率等效到的输入端即图中的 SNR SNR ( 达到的比上式测算的要小很多对大多。

ADC ，点因此我们引入有效输入噪声功率的概念ADC ，SNR 数商用高速芯片来说实际能够达到的
ADC ，它表示可将看成是一个理想无噪声器件而将 ) 。

ADC SNR 8dB 比上式测算的平均小左右实际
ADC 测试点的噪声等效成输入端的一个可加性噪 SNR 。

可达到的可以通过测量给予确定测量方法
，ADC : ADC ，声源以在测试点得到相同的噪声功率来确定是将输入端接上匹配负载用大量的采样值。

ADC ADC 。

输入端可加性噪声源功率的大小可以看成 ADC 计算的输出噪声功率然后在输入端施
1 ，，ADC FS 1 : 2dB ，是增益为的器件故在目前考虑的情况下可认为加一个功率比的小的正弦波计算
ADC 。

的输出噪声就等于其有效输入噪声
ADC ，ADC 。

的输出信号功率从而得到的信噪比
: ADC 2 第期李立明接收机增益选择与噪声电平匹配65。

量噪声系数是指一个标准噪声源经过一个增益为
G，端接负载且完全匹配的无噪声系统后的噪声功
，，，率与经过一个结构完全相同但有噪声的系统后。

,10 0dBm 噪声增加的倍数比如功率为的噪声源
20dB ，，经过一个增益为的系统如果是无噪声系统
, 80dBm。

则输出噪声应为实际上系统是要产生噪
,7 6dBm，。

声的假如输出噪声功率为那么系统的
4dB。

，噪声系数为在噪声系数的测量中标准噪声
290K 1源通常等效成一个温度下Ω 电阻上所产生。

Nyquist ，的噪声根据热力学中的定理标准噪声源
N= KTB，K Boltzman 产生的噪声功率为这里是 o o n ，T= 290K B= 1MHz，N= , 114dBm，常数对于和 o n o ,11 4dBm / MHz。

或按照功率谱密度表示为通常我
B 1MHz ，们将带宽用进行归一则噪声源输出功率
的通用表达式是
2 图接收机系统的噪声电平图示
N= , 114 + 10lg( B) dBm( 4) o
B ，MHz ( 2 ) ，AD
C 这里的是一个无量纲的数它表示用度如式所示提高
的采样率可以降低
ADC ，。

噪声功率谱密度使用过采样技术可以降低量的系统带宽
ADC 。

的有效输入噪声因为所感兴趣的频率分量 ADC ，，对于来说因为其本身是要产生噪声的因
，被限制在信号带宽之内因此从匹配滤波器的输出 ADC 。

而也可以用噪声系数来表示产生噪声的能力ADC ，ADC 端测量的噪声时自身的噪声功率从以 , 114dBm / MHz ADC 1，因为的增益为一个的噪声源 N2B / F，ADC N前的下降到了即实际能够达到Δ ΔS ADC ，ADC ，ADC 经过后倘若不产生噪声那么的输 SNR F/2B ，F/2B 的增加了倍故将称为过采样的 S S 1MHz , 114dBm。

出噪声功率在的带宽内仍然应该为
，:处理增益记为 ,ADC 1 D 但实际的在图中的点产生的噪声为
61dBm / MHz，D ，ADC 因此从点测量时的噪声系数应
G= F/2B( 3) o S , 61 ,( , 114)= 53dB。

，C为可以看出如果我们将 2
10lg ( F/2B ) ，图中将过采样增益表示为 S N@ F/2,11 4dBm /，“”线到点作为测试点那么从Δ S ADC “N@ F/2 ”有效输入噪声从图中一线下降到Δ S MHz ADC 。

线的距离即为的噪声系数N@ B ，了一线它也是将匹配滤波器的输出作为Δ
，ADC 。

测试点时的有效输入噪声功率 6 检测灵敏度的定义与测量,4,2 ADC ( ADS2807) 图是一个实际的芯片的检。

ADC 测性能曲线可以看出在之后的有效输入噪声 ( 用一个纯正弦波输入到模拟接收机输入端图, 51dBm，ADC 功率为如果之后的滤波器带宽为 1 A ) ，
PBm d中的点记录输入正弦波的功率并用 i 1MHz，20MHz，10dB，而采样频率为过处理得益为则。

( 1 B ) 表示在模拟接收机输出端图中的点测量,6 1dBm。

滤波之后的有效输入噪声功率为这意味 P，dBm 。

正弦波的功率
也用表示并将输出功率 o
PP。

，3相对于输入功率画成一条曲线见图 ADC , 61dBm 着在输入端施加一个功率为的正弦信 o i
，D SNR 因为在模拟接收机输出端测量的功率实际上是号在滤波器之后即图中的点测量得到的为
，3 0dB。

信号与噪声的总和因而图给出的曲线实际上是将匹配滤波器的输出作为测试点时的有效输入
P= S+ NPS，B ADC 与的曲线这里是模拟接收机输出噪声功率定义在带宽为时的的检测灵敏度 o o r o i
，N。

S，S= , 61dBm / MHz。

的信号功率是模拟接收机输出的噪声功率当或者表示为 r adc adc
，，信号很大时噪声可以忽略因而
ADC 5 的噪声系数 P=S( dBm) +NS( dBm)( 5)? o o ro
，SNR1。

当信号很大时一个系统产生噪声的能力可以用噪声系数来衡
41 第卷66火控雷达技术
，在这条曲线的中间段输入输出关系为一条直实际测量的输出功率是信号功率和噪声功率之
( dB) ，。

G= S+ N，:，P线如果接收机的增益为那么这条直线代因而输出功率与噪声功率之比为和o o r
:表的方程为
PS + N 00 r == 1 + SNR( 8)NN S( dBm) = G( dB) + P( dBm)( 6) rro i ，SNR ，，1，即在大信号时输出功率与噪声功率之比。

1 沿着这条直线的渐近线它是一条斜率为的直线
SNR。

就是信号噪声比，代表输入信号功率与输出信号功率的关系曲线如
( SNR ，5 dB) ，SNR而在小信号时比如实际的 3 。

图中虚线所示
1，:为输出功率与噪声功率之比减即
SP 0 0 = ,1 ( 9)NN r r
，因而小信号时直接用输出功率与噪声功率之比来
SNR 。

估算会带来较大的误差
7 ADC 模拟接收机与的级联
ADC ，在我们前面讨论的噪声电平时我们假定3 图检测灵敏度的定义与图示ADC 施加在输入端的信号是一个没有噪声干扰的。

ADC 纯正弦信号实际上当与前端模拟接收机级，，在曲线的最底端因为信号比噪声小很多故信，ADC 联时输入到的信号通常是模拟接收机的输出，号与噪声的功率基本由噪声确定因而。

，信号和输出噪声的叠加在这种情况下我们更加
P=S( dBm)+NN( dBm)( 7)? o o rr 。

关注的是级联以后信号噪声比的变化，SNR ，， 1。

当信号很小时 ADC ，ADC 当模拟接收机与级联时由于噪声
，，的影响接收机系统的检测灵敏度会有所降低这种，当输入功率继续减小时输出功率将几乎不再变。

，化这条底部逐渐接近水平的线段有一条渐近线即。

影响可以用接收机系统的噪声系数恶化来衡量与，0 水平渐近线表示输入功率为时模拟接收机的输出，，此同时由于接收机自身噪声的存在级联又会使 N( dBm) ，功率也就是模拟接收机的输出噪声功率 r ADC ，ADC 输入端的噪声电平抬高因而的动态范 1 P ，P 它与斜率为的直线相交于点交点表示信号功。

，围会被压缩为了揭示两者之间的关系我们用图，SNR = 0dB。

P 率与噪声功率相等即那么点对应的 4 ADC 所示的简化原理图来表示模拟接收机与级 Pmn ，i输入功率就是模拟接收机的检测灵敏度也称。

联时的噪声模型。

P 为最小可检测信号功率交点所对应的输出功率
N。

NP就是输出噪声功率与的差值就是接收机 r r min
G( dB) 。

的增益
，在曲线的最高端当输入信号的功率继续增加，，时由于模拟接收机中半导体器件逐渐趋于饱和输 4 ADC ，图与接收机级联时的等效电路出信号功率将逐渐偏离原来的直线而被压缩当输
1dB 1dB ，出功率偏离直线时的那一点称为压缩点
1dB 对应的输入功率与输出功率分别被称为压缩 4 ADC 我们在图中将模拟接收机和等效成是
1dB 。

点的输入功率和压缩点的输出功率从噪声、，理想的无噪声的系统而将模拟接收机的输出噪声 1dB 功率开始到压缩点的功率范围称为模拟接收
N( ADC ADC 和的有效输入噪声即的检测灵敏 r 。

机的动态范围 ) N。

度用两
个相互独立的可加性噪声源来表示Δ SNR 因为系统的增益是一个与信噪比无关的 ADC ，当未与模拟接收机级联时模拟接收机输，量因而我们在图中总是将输出功率相对于增益归
SNR S/ N。

ADC ，出的为级联后噪声功率由原来 o r
N+ N，SNR S/ ( N+ N) ， N的增加到因此变为r r Δ o r Δ
SNR :的恶化程度表示为，P/ G。

一化即输出功率表示为 o
: ADC 2 第期李立明接收机增益选择与噪声电平匹配67
+ NNN ，此当模拟接收机与测试设备相连时实际测量得到r ΔΔ L== 1 + ( 10) NF NN的噪声功率并非与接收机实际输出噪声功率相一 rr 。

L、M ，致在Δ以及这三个量之间只有Δ是 NF DR DR L，这里我们用
表示信噪比的损失它同时也是噪 NF ，ADC 可以被准确测量的因为它是模拟接收机与级。

声系数的损失
，联前后在匹配滤波器输出端测量时输出噪声增加 ADC ，ADC 当未与模拟接收机级联时的动态范。

，M L的倍数得到Δ后就可以确定出和的数 DR NF FS / N，，围为与模拟接收机级联后由于模拟接收机Δ 。

，LM 值因此以Δ作为横坐标以及作为纵坐 DR NF ，ADC 自身的噪声在输入端总的噪声功率由原来的，标作图将会更为有用按照这种思路重新作图后得 N+ N，ADC FS /N变为因而的动态范围被压缩到Δ r Δ 6。

B，7d到图如果允许的动态范围损失为那么在横 ( N+ N) ，ADC :的动态范围被压缩的程度表示为r Δ 7dB ，，坐标上找到的点垂直向上查看当与实线 = ( N+ N) / N= 1 + ( N/
N)( 11)Δ r Δ Δ r Δ DR ( L ) ，SNR 相交时从左侧纵坐标读出的损失为 NF
NADC 与有1dB，，( M) ，我们将模拟接收机输出噪声功率继续往上查看当与虚线相交时从右侧 r
NM 6d:B。

效输入噪声功率之比定义为纵坐标上读出此时需要的值为Δ
M = N/ N( 12) r Δ
ADC 那么上边的两个表示信噪比损失和和动
:态范围的式子可以分别表示为
L= 1 + ( 1 / M) NF ( 13)= 1 + M ΔDR
LM 据此我们可以画出以及Δ相对于的曲线如 NF DR
5 。

LM ，图所示图中实线表示相对于的关系使 NF。

，LM 用左边的刻度可以看出随的增大而减小NF
M ，图中的虚线表示Δ随的变化曲线它使用右面 DR。

，的纵坐标刻度可以看出当接收机输出噪声功率
N( M = 1 =ADC N等于有效输入噪声功率时 6 r Δ 图信噪比损失与动态范围损失之间的关系
0dB) ，3dB，ADC 信噪比的损失为动态压缩也为
3dB。

0. 8dB，M = 7 ，SNR 当时的损失约为而同时 6 SNR DR 图给出了
损失和动态范围损失之间ADC 7. 9dB，的动态范围的损失约为这是一个很好。

ADC ，的依存关系所谓的与接收机噪声的匹配其，“7dB ”。

的折衷我们将其称为准则，主要目的在于尽可能减少级联引起的信噪比损失
，SNR 又不致影响系统固有的动态范围实际上是在。

损失和动态范围损失之间作出一种折衷我们可以
SNR ，将的损失折算到接收机的输入端并用接收机
，噪声系数的损失或接收机检测灵敏度的损失来表。

4 ，示以前面第节给出的实际数值为例说明这种。

SNR 0. 8dB，折算的过程假如我们希望的损失为
M = 7dB，ADC ,要求因为的有效输入噪声为
61dBm，,61 + 7 =,要求接收机的输出噪声为、5 M 图信噪比损失动态范围
损失与噪声功率之比的关系54dBm。

= 3. 5dB，F如果接收机的噪声系数是带 1
B = 1MHz，宽那么接收机的等效输入噪声功率为，应当指出的是测量模拟接收机的输出噪声 kTBF= ,114 + 3. 5 =,110. 5dBm，因此接收机的 N，AD
C N，M，以及的有效输入噪声进而求出然 1 r Δ
( 7 ) L后通过式来计算和Δ的方法是不够精确 G = ,54 ,( ,110. 5 )= 56. 5dB。

增益为将接收机NF DR。

，的因为在测试模拟接收机的输出噪声功率时测 F，G，的噪声系数接收机的增益以及在前面算出 1
ADC F，的的噪声系数的分贝值转换成实际数值 2 。

量结果往往与测试设
备的带宽等工作参数有关因
41 第卷68火控雷达技术
ADC ADC 。

:个影响性能的因素是的非线性失真非并根据噪声系数的计算公式。

线性失真在大信号时尤其明显非线性失真的后果 ,1 F 2 。

是产生谐波分量从而导致噪声基底的进一步抬高 F= F+( 14) 0 1 G 1，ADC 因而在大信号时的噪声电平会大于小信号时
，。

的噪声电平这就是大信号压制小信号的问题特 ADC 计算出接收机和级联后的实际噪声系数为
4. 29dB，4. 29 ,3. 5 = 0. 79dB，即噪声系数恶化了，ADC 别是在一个强干扰环境下对微弱信号的检测。

因此信噪比损失和噪声系数损失是相同的。

ADC 能力会急剧下降影响性能的另一个因素是
ADC 。

ADC ，大信号时导致的饱和饱和后输入信
，。

号的顶部被削平从而产生较大的高次谐波分量 8 模拟接收机增益的调整这些谐波分量最终会通过噪声基底的抬高而影响
ADC 。

ADC 的性能因而为了使避免大信号压制小
ADC 的有效输入噪声功率是一个非常重要的，ADC 信号的问题来自前端模拟信号的幅度被限制
FS 1dB 。

在之下处为了防止接收机输出信号的幅，。

指标它随测试点的不同而异为了使整个接收机
ADC ，，度超过的满量程电压范围在大信号时接收 SNR ADC 系统的损失和的动态范围损失能够满足
AGC 。

机通过电路来降低接收机的增益例如通信，给定的要求必须通过微调接收机的增益来调整接
，，AGC 接收机对于最强干扰信号需要通过电路将。

0. 65dB 收机输出噪声的大小比如我们只能容许 6dB，接收机的增益降低这就会导致接收机的噪声
SNR ，6 的损失由图可以查出此时对应的动态范围 ,5,1. 6dB。

系数降低约 7. 9dB。

: 损失为那么调整接收机增益的方法如下
a, ADC 。

ADC 首先需要对进行单独测试将的输入
，ADC 。

端接入匹配负载用对噪声进行采样选择测
，，N; b, 试点并对噪声电平进行测试记其值为然后Δ 10 脉冲压缩的增益ADC ，将级联在模拟接收机之后重新对噪声进行采
，，样回到测试点对输出噪声功率进行测试并微调接
当输入端接收机中的信号是大时宽带宽积信号，收机增益使测试点的输出噪声功率的大小刚好比，时大时宽带宽积信号是雷达系统经常采用的信号 N7. 9dB，大那么此时的接收机增益必然能满足Δ ，形式比如雷达系统中经常使用的脉冲压缩信号和 0. 65dB SNR 。

损失的要求PN ，，通信系统中使用的码等需要经过相关处理或。

脉冲压缩过程来进行匹配滤波处理脉冲压缩系统
，: a, 相比简单脉冲系统有三个变化需要特别考虑匹 9 ADC 大信号对噪声的影响
; b, ; c, 配滤波器的压缩增益脉冲宽度的展宽脉冲。

，压缩损失对于大时宽带宽积信号匹配滤波器的除了热噪声和量TB，T 处理增益为时宽带宽积这里是信号持续期的，化噪声以外孔径误。

B 。

时间长
度是信号的带宽匹配滤波器的输出通ADC 差是影响性能，常会产生较高的时间旁瓣因而需要匹配滤波器失的另一个重要因。

,2,配来抑制时间旁瓣但滤波器的失配会产生两个效。

素孔径误差的示，，果一个是压缩后的脉冲宽度会被展宽因而信号压7 。

意图如图所示。

缩后的等效带宽会下降脉冲展宽的程度取决于加孔径误差的来源 7 图孔径误差示意图Hammng ，。

i权函数比如当采用窗函数加权时压缩,1，2,= 1 / B，= 1. 32 / B，后的脉冲宽度由原来的τ 变为τW : ( clock jitter) 有两个一个是采样时钟的抖动而
1. 32。

B即脉冲展宽系数为加权后的等效带宽由原; 引起的采样电压的变化另一个是采样保持电路在 W
B B= B /1. 32。

来的减小为在计算过采样处理增每次取样时的时间延迟不同而引起的采样电压的变 W。

化因而孔径误差的大小与输入模拟信号的变化速 G，B 益时信号带宽应该由脉冲展宽后的等效带o
B; L。

宽来代替另一个是加权带来的损失因此W M 。

x ( t ) = Asin率有关比如一个正弦输入信号。

必须从处理增益中扣除掉失配损失总的匹配滤波( 2ft) x( t) / dt | = 2fA，dπ的最大变化速率π因而 o t = 0 o :器处理增益为，可以看出采样电压的抖动与输入信号的振幅和输
，入信号的频率有关这意味着当大信号或高频率信
ADC ，ADC ; 号输入到时的噪声基底将会抬高另一
2 : ADC 第期李立明接收机增益选择与噪声电平匹配69
SNR 。

G= 10lg( BT) ,L ( dB)( 15)围以及损失之间作出权衡 o M
，现在我们考虑这样一个问题一个针对简单脉。

，采用脉冲压缩信号时系统的动态范围会扩大，冲系统设计的接收机能否用于一个脉冲压缩系统，当模拟接收机的增益提高时最小可检测信号功率，这个问题的提出源于下面的应用背景假
设希望通，。

降低但同时对干扰信号的动态范围会被压缩降过发射一个大时宽带宽积信号来检测一个来自空间，，低接收机增益系统总的动态范围会扩大最小可检。

目标的回波由于在脉冲发射期间接收机是关闭，测信号功率也随之提高检测微弱信号的能力随之，。

的因此近距离的回波被遮挡了解决距离遮挡问。

降低因此系统必须在动态范围和最小可检测信号题的方法之一是将简单脉冲和大时宽带宽积信号组。

，功率之间作出选择无论如何采用脉冲压缩信号，合起来比如先发射一个窄的简单脉冲用于近距离。

可有效扩展系统的动态范围是不争的事实，。

检测然后发射一个大时宽脉冲用于远距离检测
，对于这个应用问题是否需要设计两个接收通道对
，简单脉冲和大时宽带宽积信号分别进行处理亦或
11 。

讨论可以使用同一个接收机通道来适应两种情况
10 ，从第节脉压增益的讨论可以看出一个针对
简单脉冲系统设计的接收机用于脉冲压缩系统时 ADC : ADC的动态范围当输入信号功率超过 ( 假设模拟接收机的带宽在两种情况下都满足需，ADC 满量程时继续增加输入信号的功率并不会使
) ，，求不论是检测灵敏度还是动态范围脉冲压缩系。

ADC 的输出功率立即被压缩在大信号时的动态
，统的性能均不会低于简单脉冲系统预测出的性能6dB。

1dB 范围可以线性扩展高达因此接收机的压。

反之则不然如果特别针对脉冲压缩系统设计一个 ADC 6dB 。

缩点可以设计在满量程功率之上处虽
，7dB “”接收机通道比如使用前面的准则来设计接 ADC ，然饱和以后的输出功率并不会立即压缩这意。