一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器[发明专利]

[19]
中华人民共和国国家知识产权局
[12]发明专利申请公开说明书
[11]公开号CN 1481066A [43]公开日2004年3月10日
[21]申请号03126977.X [21]申请号03126977.X
[22]申请日2003.06.19[71]申请人艾默生网络能源有限公司
地址518129广东省深圳市龙岗区坂雪岗工业区
华为基地电气厂房一楼、三楼
[72]发明人雷兴华 [74]专利代理机构深圳市创友专利代理有限公司代理人江耀纯
[51]Int.CI 7H02M 7/217H02M 3/28H02M 3/335
权利要求书 2 页 说明书 12 页 附图 8 页
[54]发明名称
一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器
[57]摘要
本发明公开一种含有同步整流驱动电路的BUCK
变换器，包括输入电源、整流管、续流管，驱动整
流管的第一驱动电路、驱动续流管的第二驱动电路，
所述第二驱动电路包括依次相连的第二脉宽调制器、
反向隔离微分电路、电平比较及能量转换电路、辅
助电源，互补驱动电路；互补驱动电路的一端与上
述续流管的门极相连，另一端接地。

当关机信号到
来时，此时隔离微分电路输出由高电平很快降低，
电平比较及能量转换电路快速导通，互补驱动电路
使同步续流MOS晶体管栅极电荷快速泄放掉，使同
步续流MOS晶体管截止，从而使其间变换器关机时
输出不产生负压。

03126977.X权 利 要 求 书第1/2页 1、一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，包含有输入电源(+Vin)、整流管(SR1)、续流管(SR2)，驱动整流管(SR1)的第一驱动电路、驱动续流管(SR2)的第二驱动电路，其特征是：所述第二驱动电路包括依次相连的第二脉宽调制器(GT2)、反向隔离微分电路(1)、电平比较及能量转换电路(2)、辅助电源(Vcc1)，互补驱动电路(3)；互补驱动电路(3)的一端与上述续流管(SR2)的门极相连，另一端接地。

2、如权利要求1所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于还包括第一电阻(Ra)，该电阻连接在第二脉宽调制器(GT2)和反向隔离微分电路(1)之间。

3、如权利要求1所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于所述的第一驱动电路包括：第一脉宽调制器(GT1)和隔离驱动器，所述整流管(SR1)的栅极连接隔离驱动器的输出端，隔离驱动器的输入端与第一脉宽调制器的输出端相连。

4、如权利要求1所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于所述的第一驱动电路包括：第一脉宽调制器(GT1)、变压器(T)和功率M O S管(S)，所述功率M O S管(S)的栅极接第一脉宽调制器(GT1)的输出端，源极接地，漏极接变压器(T)初级绕组负端，变压器(T)初级绕组正端接输入电源(+Vin)，次级正端接整流管(SR1)的栅极和续流管(S R2)漏极，次级负端接整流管(S R1)漏极。

5、如权利要求1或2或3或4所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于所述电平比较及能量转换电路(2)包括：参考电平和MOS晶体管(Sa)，该MOS晶体管(Sa)的栅极接参考电平，其源极和漏极分别与反向隔离微分电路(1)的输出端、互补驱动电路(3)的输入端相连。

6、如权利要求1或2或3或4所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于所述电平比较及能量转换电路(2)包括：参考
03126977.X权 利 要 求 书 第2/2页电平，第二、三、四电阻(R2、R3、R4)、运算放大器和MOS晶体管(Sa)，第二、三电阻(R2、R3)串联在参考电平和运算放大器输出端之间，第四电阻(R4)一端接地，另一端与上述串联电路的中点共同连接于运算放大器的正输入端，运算放大器的负输入端与反向隔离微分电路(1)的输出端相连，运算放大器的输出端与MOS晶体管(Sa)的栅极相连，MOS 晶体管(Sa)的源极和漏极分别与地、互补驱动电路(3)的输入端相连 7、如权利要求1或2或3或4所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于上述的互补驱动电路(3)包含上晶体管、下晶体管和第五电阻(Rb)，所述的上、下晶体管共基极或栅极且共发射极或源极，上晶体管的发射极接辅助电源(Vcc1)，下晶体管的集电极或漏极接地，第五电阻(Rb)连接在辅助电源(Vcc1)和上、下晶体管基极或栅极之间。

8、如权利要求7所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于还包括第六电阻(Rc)，该电阻连接在互补驱动电路(3)和续流管(SR2)之间。

9、如权利要求3或4所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于所述的第一脉宽调制器和第二脉宽调制器为一个具有两路输出的可调的脉宽调制器。

03126977.X说 明 书第1/12页一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器
技术领域：
本发明涉及一种含有同步整流驱动电路的B U C K变换器。

背景技术：
随着信息技术的发展，数字芯片要求电源的供电电压越来越低、供电电流越来越大。

为了适应数字芯片对供电电源的低压大电流的这一技术要求，用于DC-DC变换器的同步整流技术由于比肖特基整流技术具有更高的效率而在DC-DC变换器整流技术被广泛采用。

所谓同步整流技术，一般是用可双向导通的MOSFET晶体管代替肖特基(Schottky)二极管实现DC-DC变换器整流的技术，同步整流MOS管的驱动方式有自驱驱动、它驱驱动及自驱它驱三种方式。

自驱驱动方式由于电路简单可靠成本低廉而被广泛用于DC-DC变换器主电路拓朴结构中。

但是，由于正激DC-DC变换器变压器磁芯在Toff 期间需要磁复位，同步续流MOS管在磁复位期间因没有驱动电压而截止，电感电流将通过续流MOS管体内二极管或外加肖特基二极管流通，这使得同步整流技术能提高效率的优势在低压大电流DC-DC变换器中无法体现。

同步整流所使用的MOS管和一般的MOSFET功率管一样，均存在寄生的体内二极管，该体二极管的通态压降高达1.2V，反向恢复时间高达60nS，其性能指标比肖特基二极管差，比MOS管的开关特性更差。

体内二极管导通的缺点：①由于体二极管高通态压降的特性，使得同步整流MOS管工作效率较低，从而降低DC-DC变换器整机效率。

②由于体内二极管损耗大，温升高，易损坏，从而降低了DC-DC变换器整机的可靠性。

③体二极管关断时由于存在反向恢复特性，使变换器产生电磁干扰及损耗。

④为了达到国际电磁兼容性E M I标准，需增加E M I滤波元器件，使
变换器整机的成本加大。

专利99126693较好地实现了同步整流管的自驱驱动。

在其电路中，整流管由变压器副边同相端直接驱动或辅助绕组驱动，续流管由变压器副边反相端直接或辅助绕组利用续流管栅极电荷保持电路较好地解决了变压器磁复位期间续流管因无驱动电压而截止的问题。

同时，通过延时电路、隔离微分电路、栅极电荷泄放电路较好地实现了整流管的驱动波形上升沿和续流管的驱动波形下降沿“死区”的灵活调节，可使“死区”时间调到最佳，两管不同时导通体二极管导通时间也很小，效率和可靠性较高。

该专利电路存在问题：
①该专利只有一部分死区可调，电路整流管的驱动波形下降沿和续流管的驱动波形上升沿死区不可调，而且“死区”时间较大，有20～200nS，效率低。

详见图1a，图1c。

该“死区”时间由变压器激磁电感、原边漏感与谐振电容、主功率MOS管结电容、整流管结电容谐振时电容电压和续流管的栅极开启电压共同决定，计算公式如下：
如：匝比n＝10，开启电压＝2.5V，“死区” 时间为72nS，效率损失1.7％。

谐振时谐振电容上电压建立的上升速度越快，“死区”时间越小，续流管体二极管的导通时间越短，DC-DC变换器效率和可靠性越较高。

②采用该专利电路的DC-DC变换器关机时续流管反向导通使输出电压产生负压，详见图1a，图1b。

它驱驱动方式由于成本高，在DC-DC变换器实际使用中较少采用。

自驱它驱方式由于兼有自驱、它驱方式的优点而在低压大电流DC-DC 变换器中广泛采用。

所谓自驱它驱方式的自驱一般是整流管的驱动，自驱它驱方式的它驱一般是续流管的驱动。

专利US6304463较好地实现了同步整流管的自驱它驱驱动，驱动波形为准方波。

在该专利电路中，整
流管由变压器副边同相端直接驱动或辅助绕组驱动，续流管由P沟道MOS 管、二极管及电压源实现续流管驱动及电荷泄放。

该专利电路存在问题： ①采用该专利电路的DC-DC变换器的续流管或整流管将反向导通使输出电压产生负压，见图2。

D C-D C变换器关机时输出端电压V o u t如大于整流M O S管S R1栅源极开启电压，整流MOS管SR1将导通，则输出电容Cout上的电荷将通过电感L、变压器、整流M O S管S R1泄放，续流管S R2栅极电荷通过二极管D泄放，电流由整流MOS管SR1的漏极流过源极，与正常续流电流方向相反，由于电感L、变压器、整流MOS管SR1回路上的阻抗往往较小，泄放电流会很大，对整流M O S管S R1造成很大的电流应力，同时电感L与电容Cout还会形成振荡，在输出端形成负电压，对输出端的有极性电容和负载造成损伤，在输出空载或轻载时，由于负载阻抗相对较大，流过电感L、整流MOS管SR1的电流也相对较大，这个问题会更加严重。

由于同样的原因，采用这种同步整流驱动电路的DC-DC变换器也无法应用在要求输出能直接并联的场合。

D C-D C变换器输出电压V o如小于续流M O S晶体管Q栅源极开启电压大于其栅源极开启电压与二极管D导通压降之差，在关机时由于续流MOS 晶体管S R2的栅极电荷无法泄放，续流M O S管S R2将反向导通，则输出电容Cout上的电荷将通过电感L、续流MOS管SR2泄放，电流由续流MOS 管S R2的漏极流过源极，与正常续流电流方向相反，由于电感L、续流MOS管SR2回路上的阻抗往往较小，泄放电流会很大，对续流MOS管SR2造成很大的电流应力，同时电感L与电容Cout还会形成振荡，在输出端形成负电压，对输出端的有极性电容和负载造成损伤，在输出空载或轻载时，由于负载阻抗相对较大，流过电感L、续流MOS管SR2的电流也相对较大，这个问题会更加严重。

由于同样的原因，采用这种同步整流驱动电路的D C-D C变换器也无法应用在要求输出能直接并联的场合。

②不能实现整流管与续流管驱动波形的上升沿与下降沿“死区”时间的灵活调节，见图2。

发明内容：
本发明的目的就是为了解决现有技术中同步整流BUCK变换器在关机时产生负压的问题以及同步整流管间存在”死区”不可调或只能部分可调的问题，提供一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器。

本发明为实现上述目的而提出的含有同步整流驱动电路的BUCK变换器包含有输入电源、整流管、续流管，驱动整流管的第一驱动电路、驱动续流管的第二驱动电路，其特征是：所述第二驱动电路包括依次相连的第二脉宽调制器、反向隔离微分电路、电平比较及能量转换电路、辅助电源，互补驱动电路；互补驱动电路的一端与上述续流管的门极相连，另一端接地。

根据本发明实施例：
变换器中还包括第一电阻，该电阻连接在第二脉宽调制器和反向隔离微分电路之间。

所述的第一驱动电路包括：第一脉宽调制器和隔离驱动器，所述整流管的栅极连接隔离驱动器的输出端，隔离驱动器的输入端与第一脉宽调制器的输出端相连。

如权利要求1所述的一种含有同步整流驱动电路的BUCK变换器，其特征在于所述的第一驱动电路包括：第一脉宽调制器、变压器和功率M O S管，所述功率M O S管的栅极接第一脉宽调制器的输出端，源极接地，漏极接变压器初级绕组负端，变压器初级绕组正端接输入电源，次级正端接整流管的栅极和续流管漏极，次级负端接整流管漏极。

所述电平比较及能量转换电路包括：参考电平和MOS晶体管，该MOS 晶体管的栅极接参考电平，其源极和漏极分别与反向隔离微分电路的输出端、互补驱动电路的输入端相连。

所述电平比较及能量转换电路包括：参考电平，第二、三、四电阻、运算放大器和MOS晶体管，第二、三电阻串联在参考电平和运算放大器输出端之间，第四电阻一端接地，另一端与上述串联电路的中点共同连接于运算放大器的正输入端，运算放大器的负输入端与反向隔离微分电路的输出端相连，运算放大器的输出端与MOS晶体管的栅极相连，MOS晶体管的源极和漏极分别与地、互补驱动电路的输入端相连
上述的互补驱动电路包含上晶体管、下晶体管和第五电阻，所述的
上、下晶体管共基极或栅极且共发射极或源极，上晶体管的发射极接辅助电源，下晶体管的集电极或漏极接地，第五电阻连接在辅助电源和上、下晶体管基极或栅极之间。

还包括第六电阻，该电阻连接在互补驱动电路和续流管之间。

所述的第一脉宽调制器和第二脉宽调制器为一个具有两路输出的可调的脉宽调制器。

由于采用了以上的方案，信号装置G T1和G T2可以利用P W M控制芯片内部集成的交迭延时逻辑控制电路进行调节，从而使整流管关断到续流管完全导通期间的“死区”时间td可调；同理，从续流管关断到整流管导通期间“死区”时间td可调。

而且，关机信号到来时，此时隔离微分电路输出由高电平很快降低，隔离微分电路输出由高电平很快降低，电平比较及能量转换电路快速导通，互补驱动电路使续流管栅极电荷快速泄放掉，使续流管截止，从而使其间变换器关机时输出不产生负压。

附图说明：
图1a为第一种已有的含有同步整流驱动电路的B U C K变换器； 图1b为上述电路的典型工作波形图；
图1c为上述电路的满载时同步续流管驱动波形；
图2为第二种已有的含有同步整流驱动电路的B U C K变换器； 图3a为本发明的第一种含有同步整流驱动电路的B U C K变换器； 图3b为本发明的第二种含有同步整流驱动电路的B U C K变换器； 图3c为本发明的第三种含有同步整流驱动电路的B U C K变换器； 图4a为本发明同步整流驱动电路中所述的PWM驱动电路死区调节电路第一种常用电路；
图4b为本发明同步整流驱动电路中所述的PWM驱动电路死区调节电路第二种常用电路；
图5a为本发明同步整流驱动电路中所述的辅助电源电路第一种常用电路；
图5b为本发明同步整流驱动电路中所述的辅助电源电路第二种常用电路；
图6为本发明的同步整流驱动电路在谐振箝位双正激BUCK变换器中的推广应用实例；
图7为本发明的同步整流驱动电路在副边同步整流MOS晶体管SR1、SR2采用绕组驱动的正激BUCK变换器中的推广应用实例；
图8为采用本发明的同步整流驱动电路时变换器的典型工作波形。

具体实施方式：
下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

本发明的DC-DC变换器的驱动电路，其变换器的主电路包括功率MOS 管部分、变压器部分、同步整流部分(SR1、SR2)、滤波部分，所述驱动电路由一个可调脉宽的驱动脉冲信号GT2、一个隔离微分电路、一个电平比较与能量转换电路MOS晶体管Sa、一个互补驱动电路、电阻Ra、Rb、Rc、辅助电源Vcc1及参考电平组成。

所述可调脉宽的驱动脉冲信号GT2的输出端与电阻R a连接，电阻R a与所述隔离微分电路的输入端连接，所述隔离微分电路的输出端与所述电平比较与能量转换电路MOS晶体管Sa的源极连接，所述电平比较与能量转换电路MOS晶体管Sa的栅极与参考电平连接，其漏极与电阻Rb和互补驱动电路的基极连接，互补驱动电路的发射极与同步整流续流MOS晶体管SR2的门极连接。

其中，所述可调脉宽的驱动脉冲信号G T2一般由通用集成P W M控制驱动芯片输出以简化电路，其中的两个例子分别如图4a、图4b所示。

图4a表示一种可调脉宽的驱动脉冲信号G T2由集成P W M控制芯片与驱动芯片组成而输出，PWM控制芯片OUT1、OUT2分别与驱动芯片的IN1、IN2连接，PWM控制芯片Vref、Td_set分别与脉宽调节电阻Rtd两端连接，调节电阻R t d即可减少同步续流M O S晶体管体二极管导通时间以获得较高效率，同时又能可靠的避免SR1、SR2同时导通。

集成PWM控制器与驱动芯片也可以集成在一起输出驱动信号GT，再分成GT1、GT2两路驱动脉冲信号，此时GT2调宽不可调。

图4b表示一种驱动脉冲信号G T2由集成P W M控制器与驱动芯片集成在一起输出驱动信号GT，再分成GT1、GT2两路驱动脉冲信号，此时GT2调脉不可调。

所述隔离微分电路可以由变压器绕组Npa及Nsa、两个电容、一个电阻、一个二极管组成，所述绕组Npa与所述一个电容连接，所述绕组Nsa 通过所述一个电容与并联的所述电阻和二极管连接。

所述互补驱动电路可以由N P N和P N P三极管组成，所述N P N三极管与PNP三极管的基极并联，所述NPN三极管与PNP三极管的发射极并联。

或者：所述互补驱动电路由P沟道M O S晶体管、N沟道M O S晶体管组成，所述N沟道MOS晶体管与P沟道MOS晶体管的栅极和源极分别并联。

所述辅助电源Vcc1采用多种辅助电源电路，其中的两个例子分别如图5a、图5b。

图5a表示一种辅助电源电路由电感L辅助绕组、二极管、电容、电阻组成，电感L辅助绕组同相端与二极管连接，二极管与电容、电阻连接，电容与电感L辅助绕组反相端。

图5b表示一种辅助电源电路由电感L辅助绕组、二极管、电容、电阻、电阻组成，电感L辅助绕组同相端与电容、二极管连接，二极管与电阻连接，电容与电阻连接，电感L辅助绕组反相端与电阻连接。

图6表示所述D C/D C变换器是谐振箝位双正激变换器，绕组N p的正极端与主功率M O S管S1的源极相连，绕组N p的负极端与主功率M O S管S2的漏极相连，电容C c与绕组N p并联，所述可调脉宽的驱动脉冲信号GT2的输出端与电阻Ra连接，电阻Ra连接与所述隔离微分电路的输入端连接，所述隔离微分电路的输出端与所述电平比较与能量转换小功率MOS 晶体管S a的源极连接，所述电平比较与能量转换小功率M O S晶体管S a 的栅极与参考电平连接，其漏极与电阻Rb和互补驱动电路的基极连接，互补驱动电路的发射极与同步整流续流M O S晶体管S R2的门极连接。

图7表示本发明的同步整流驱动电路在副边同步整流MOS晶体管SR1采用绕组驱动的谐振箝位正激电路中的应用。

其中，同步整流MOS晶体管S R1的源极与绕组N s的正极端及驱动绕组N1的负极端连接，同步整流M O S晶体管S R1的门极与驱动绕组N1的正极端连接，同步整流M O S晶体管S R1的漏极与同步续流M O S晶体管S R2的漏极连接，所述可调脉宽的驱动脉冲信号G T2的输出端与电阻R a连接，电阻R a连接与所述隔离微分电路的输入端连接，所述隔离微分电路的输出端与所述电平比较与
能量转换小功率MOS晶体管Sa的源极连接，所述电平转换小功率MOS晶体管S a的栅极与参考电平连接，其漏极与电阻R b和互补驱动电路的基极连接，互补驱动电路的发射极与同步整流续流M O S晶体管S R2的门极连接。

图8表示采用本发明的电路的变换器典型工作波形图。

在t1时刻，主功率M O S管S的P W M驱动信号G T1由高变为低，变压器的副边绕组N s 极性改变，同步整流M O S晶体管S R1关断，此时可调脉宽的驱动脉冲信号G T2带来并使S R2开始导通，到t2时刻S R2完全导通，其间“死区”时间td可调，这是因为通用多功能PWM控制芯片内部集成了交迭延时逻辑控制电路，由类似555、R C电路控制交迭延时，该R为芯片外部的脉宽调节电阻R t d。

在t3时刻，同步续流M O S晶体管S R2开始关断，到t4时刻S R2完全关断，此时主功率M O S管S的P W M驱动信号G T1由低变为高S R1导通，其间“死区”时间t d可调；在t5时刻，关机信号到来，功率M O S管S的P W M驱动信号G T1为低电平，同步整流M O S晶体管S R1关断，此时隔离微分电路输出由高电平很快降低，电平转换小功率MOS 晶体管Sa由于栅源极电压差大于开启电压而快速导通，基极电流将快速通过小功率MOS晶体管Sa漏源极和微分电路而流通，基极偏直很快降低到低电平，互补驱动电路NPN三极管快速截止，PNP三极管快速导通，同步续流M O S晶体管S R2栅极电荷快速通过互补驱动电路P N P管泄放掉，同步续流M O S晶体管S R2截止。

通过调节隔离微分电路参数，配合原副边辅助电源的参数调节，能够保证变换器关机时互补驱动电路PNP三极管对同步续流管SR2栅极电荷的快速泄放，使变换器关机时输出不产生负压。

因此本发明的同步整流驱动电路能够满足：
①整流时同步整流MOS晶体管SR1导通，SR2关断；续流时SR2导通，SR1关断；
②同步整流M O S晶体管S R1与S R2不会同时处于导通状态；
③同步整流M O S晶体管S R1与S R2的驱动波形为准方波；
④驱动波形的上升沿下降沿之间的“死区”时间可灵活调节，能减少同步续流MOS晶体管体二极管导通时间获得较高效率，又能可靠地避
免SR1、SR2同时导通；
④变换器停止工作的时候能及时关断同步整流MOS晶体管SR2，避免反向导通；
⑤本发明的同步整流驱动电路具有效率高、电路简单、成本低的优点。

本发明公开的同步整流驱动电路已为实验所证实，所述电路被用在36～75V直流输入，1.8V/20A直流输出的DC-DC变换器中，采用谐振复位正激主电路，功率级效率达88％以上，变换器停止工作的时候能避免变换器的输出端产生负压。

图3至图7表示所述同步整流驱动电路在各种电路中的应用 图3a表示所述D C-D C变换器是谐振箝位单端正激B U C K变换器，绕组N p的正极端与输入电容相连，绕组N p的负极端与主功率M O S管S的漏极相连，所述可调脉宽的驱动脉冲信号GT2的输出端与电阻Ra连接，电阻Ra与所述隔离微分电路的输入端连接，所述隔离微分电路的输出端与所述电平比较与能量转换小功率MOS晶体管Sa的源极连接，所述电平比较与能量转换小功率MOS晶体管Sa的栅极与参考电平连接，其漏极与电阻Rb和互补驱动电路的基极连接，互补驱动电路的发射极与经电阻Rc 与同步整流续流MOS晶体管SR2的门极连接。

图3b表示所述D C-D C变换器是谐振箝位单端正激B U C K变换器，绕组N p的正极端与输入电容相连，绕组N p的负极端与主功率M O S管S的漏极相连，所述可调脉宽的驱动脉冲信号GT2的输出端与电阻Ra连接，电阻Ra与所述隔离微分电路的输入端连接，所述隔离微分电路的输出端与所述电平比较与能量转换电路(2)运放的反相端连接，所述电平比较与能量转换电路运放的输出端即M O S晶体管(S a)漏极与所述互补驱动电路连接、MOS晶体管(Sa)源极接地。

所述电平比较与能量转换电路(2)由运放、参考电压及三个电阻和M O S晶体管(S a)组成。

运放的输出端与M O S晶体管(S a)的栅极及一电阻连接、其同相端与三电阻连接、其反相端与隔离微分电路输出端连接，一电阻与参考电平连接，MOS晶体管(S a)漏极与续流管快速驱动及其栅极电荷的快速泄放电路(3)连接、其源极接地。

所述互补驱动电路由P沟道MOS晶体管、N沟道MOS晶体管。